摘要：中、高壓變頻器主電路不像低壓變頻器那樣，至今還沒有統一的拓撲結構，它們從功率開關器件，到整流器和逆變器都有多種形式，介紹了這些方面的知識，以供選用時進行分析比較。關鍵詞：高壓變頻器；集成門極換相晶閘管；三電平；多重化；PWM整流器

在低壓變頻調速完全成熟、并獲得廣泛應用之后，現在不少廠家對中、高壓電機采用變頻調速正在躍躍欲試，猶如十多年前開始推廣應用低壓變頻調速的情勢一樣（在電氣傳動領域，將2.3～10kV習慣上稱作高壓，而與電網電壓相比，只能算作中壓）。然而不像是低壓變頻器，無論哪種產品，它們的主電路形式基本相同，而中、高壓變頻器則到目前為止，還沒有近乎統一的拓撲結構。為此，本文就目前中、高壓變頻器的有關知識作些闡述和介紹，以供選用時進行分析比較。 1功率開關器件

中、高壓變頻器首先依賴于高電壓、大電流的電力電子器件。目前應用于中、高壓變頻器的電力電子器件主要有下列幾種。

1?1GTO

門極可關斷（GTO）晶閘管是目前能承受電壓最高和流過電流最大的全控型（亦稱自關斷）器件。它能由門極控制導通和關斷，具有電流密度大、管壓降低、導通損耗小、dv/dt耐量高等突出優點，目前已達6kV/6kA的生產水平，最適合大功率應用。但是GTO有不足之處，那就是門極為電流控制，驅動電路復雜，驅動功率大（關斷增益β=3～5）；關斷過程中內部成百甚至上千個GTO元胞不均勻性引起陰極電流收縮（擠流）效應，必須限制dv/dt。為此需要緩沖電路（亦稱吸收電路），而緩沖電路既增大體積、重量、成本，又徒然增加損耗。另外，“拖尾”電流使關斷損耗大，因而開關頻率低。

1?2IGBT

絕緣柵雙極晶體管（IGBT）是后起之秀，它是一種復合型全控器件，具有MOSFET（輸入阻抗高、開關速度快）和GTR（耐壓高、電流密度大）二者的優點。柵極為電壓控制，驅動功率小；開關損耗小，工作頻率高；沒有二次擊穿，不需緩沖電路；是目前中等功率電力電子裝置中的主流器件。除低壓IGBT（1700V/1200A）外，已開發出高壓IGBT，可達3.3kV/1.2kA或4.5kV/0.9kA的水平。IGBT的不足之處是，高壓IGBT內阻大，因而導通損耗大；低壓IGBT用于高壓需多個串聯。

1?3IGCT和SGCT

在GTO的基礎上，近年開發出一種門極換流晶閘管（GCT），它采用了一些新技術，如：穿透型陽極，使電荷存儲時間和拖尾電流減小，制約了二次擊穿，可無緩沖器運行；加N緩沖層，使硅片厚度以及通態

(d)輸出電流

(a)電壓型

(b)電流型

(c)輸出電壓

圖1交直交單相逆變器主電路及其輸出波形

損耗和開關損耗減少；特殊的環狀門極，使器件開通時間縮短且串、并聯容易。因此，GCT除有GTO高電壓、大電流、低導通壓降的優點，又改善了其開通和關斷性能，使工作頻率有所提高。

為了盡快（例如1μs內）將器件關斷，要求在門極PN不致擊穿的－20V下能獲得快于4000A/μs的變化率，以使陽極電流全部經門極極快泄流（即關斷增益為1），必須采用低電感觸發電路（例如門極電路最大電?lt;5nH）。為此，將這種門極電路配以MOSFET強驅動與GCT功率組件集成在一起，構成集成門極換流晶閘管（IGCT）。其改進形式之一則稱為對稱門極換流晶閘管（SGCT）。兩者具有相似的特性。IGCT還可將續流二極管做在同一芯片上集成逆導型，可使裝置中器件數量減少。

表1為GTO、IGCT、IGBT一些能數的比較。可以看出，在1kHz以下，IGCT有一定優點；在較高工作頻率下，高壓IGBT更具優勢。

表1GTO、IGCT、IGBT參數比較器件GTOIGCTIGBT
通態壓降/V3.21.93.4
門極驅動功率/W80151.5
存儲時間/μs201～3.40.9
尾部電流時間/μs1500.70.15
工作頻率/kHz0.5120
除上述三種器件外，現在還在開發一些新器件，例如新型大功率IGBT模塊——“注入增強柵極晶體管”（IEGT），它兼有IGBT和GTO二者優點，即開關特性相當于IGBT，工作頻率高，柵極驅動功率小（比GTO小二個數量級）；而由于電子發射區注入增強，使器件的飽和壓降進一步減小；功率相同時，緩沖電路的容量為GTO的1/10，安全工作區寬。現已有4.5kV/1kA的器件，可望在高頻下獲得應用。

2逆變器主電路

2?1逆變器的兩種型式

交直交變頻器依據直流電路濾波及緩沖無功能量所采用的元件不同而分為電壓（源）型（VSI）和電流（源）型（CSI）。前者采用電容濾波〔見圖1（a）〕，直流電路的電壓波形比較平直，輸出阻抗小，電壓不易突變；交流輸出為方波電壓或方波電壓序列，電流經過電動機繞組的濾波后接近于正弦波。后者采用電感濾波〔見圖1(b)〕，直流電路的電流波形比較平直，輸出阻抗大，電流不易突變；交流輸出為方波電流，電壓由輸出電流及負載決定。

電壓型變頻器直流電路由于存在有極性的大電容，不允許直流電壓反向，整流器因其單向導電性，電流也不能反向，無法通過它回饋能量，電動機如欲再生制動，必須另外反并聯一套相控整流器，如圖2(a）和圖2(b）所示，所以適用于風機、水泵等不可逆傳動。電流型變頻器直流電路接的是大電感，雖電流方向不變，但允許電壓反向，可以通過觸發控制角α和β改變逆變器和可控整流器的電壓極性來回饋能量，電動機能方便地實現再生制動，如圖2（c)和圖2(d)所示，所以適用于頻繁起制動和可逆運行的場合。也正因為兩者電壓、電流方向的特點，電壓型逆變器必須有續流二極管，將負載電動機的能量通過它回饋，而電流型逆變器則不需要續流二極管。

此外，電壓型逆變器的輸出動態阻抗小；對電力電子器件的耐壓要求較低，但當負載出現短路或在變頻器運行狀態下投入負載，都易出現過電流，必須在極短的時間內施加保護措施。電流型逆變器的情況則相反，輸出動態阻抗大；對器件的耐壓要求較高，但因有大電感，可限制短路電流，易采取過流保護措施。不過，電流型變頻器由于電源側采用三相橋式晶閘管可

關于中、高壓變頻器的一些知識

圖2電壓型和電流型逆變器的電動和再生制動

(a)電壓型電動(b)電壓型再生制動

(c)電流型電動(d)電流型再生制動

(a)單相SPWM

(b)三相SPWM

圖3SPWM波形

控整流電路，輸入功率因數低，且隨轉速降低而降低；輸入電流諧波大；還會產生較大的共模電壓，施加到電動機定子繞組中心點和地之間，影響電動機絕緣。另外，對電網電壓波動也較為敏感。

2?2減少諧波的方法

在交直交變頻器的結構中，由于逆變器輸出的是方波交流，其中必然包含各次諧波，見圖1(c)和圖1(d)。

諧波的存在，會產生轉矩脈動，使電機運轉不平穩；噪音加大；對電機絕緣有附加dv/dt、di/dt應力，影響壽命；諧波電流使電機發熱，損耗增加，對一般電機不得不“降頻”使用”；對輸出電纜長度也有限制。如果安裝諧波濾波器來抑制諧波對電網的影響，除增加設備外，還因濾波器的制造與電網參數有關，一旦參數有變，又得重新調諧，相當麻煩。為此，在中、高壓變頻器中不僅像和低壓變頻器一樣，全采用脈寬調制（PWM）外，還普遍采用多重化聯接，即將相同的幾個逆變器輸出矩形交流的相位錯開，然后迭加成梯形波。例如，圖3(a)和圖3(b)為正弦脈寬調制（SPWM）的單相和三相波形。分別為單極式和雙極式SPWM，圖3(b)中的a）為三相調制波和三角波b)、c)、d)分別為A、B、C相電壓，e)為線電壓。圖4(a)和圖4(b)則示出一種二重化的電路和輸出電壓波形。它已不含11次以下的諧波。

2?3中、高壓逆變器結構

除減小諧波外，為了承受高電壓，在中、高壓變頻器中逆變器的主電路目前采用如下一些結構。 2?3?1橋臂器件直接串聯

這種變頻器的主電路如圖5所示。這是電流型變頻器（為了對接地短路也實現保護，把濾波電感分為兩半），虛線框內為逆變器部分，功率開關器件采用GTO。這種電路簡單、可靠，所用功率器件較少，但因各器件的動態電阻和極電容不同，存在穩態和動態均壓問題，采取與器件并聯R和RC的均壓措施（圖5中只示意一個器件的均壓電路），會使電路復雜，損耗增加；同時，器件串聯對驅動電路的要求也大大提高，要盡量做到串聯器件同時導通和關斷，否則，由于各器件通、斷時間不一，承受電壓不均，會導致器件損壞，甚至整個裝置崩潰。GTO器件需加緩沖電路（圖中示出一種典型的RCD電路）。

2?3?2三電平逆變器

三電平逆變器主電路如圖6(a)所示。直流環節由電容C1、C2分成兩個電壓，屬電壓型逆變器。每相橋臂有四個功率開關器件（可采用GTO、IGBT或IGCT），每個均并有續流二極管。以A相為例，其中1、4為主管，2、3為輔管。輔管與二極管5、6一道鉗制輸出端電位等于中點0點電位（所以也稱中心點鉗位逆變器），通過控制功率器件1～4的開通、關斷，在橋臂輸出點可獲得三種不同電平。例如，在2導通情況下，由1、3的交替通、斷，A相電壓可獲得＋、0兩種電平（或者說，2、4保持通、斷不變，1、3由通、斷→斷、通時，A端電位由＋→0）；在3導通情況下，由2、4的交替通、斷，A相可獲得0、－兩種電平（或者說，1、3保

(a)電路圖

(b)輸出電壓波形圖

圖4逆變器電壓疊加

圖5逆變器橋臂器件直接串聯的變頻器主電路

(a)主電路

(b)系統框圖

圖6三電平逆變器的變頻器主電路和系統框圖

(a)三相相電壓與線電壓波形

(b)線電壓波形（放大）

圖7三電平PWM逆變器輸出電壓波形

持斷、通不變，2、4由通、斷→斷、通時，A端電壓由0→－）。同理，B、C每相電壓亦有＋、0、－三種電平。若每相均采用PWM控制，三相3電平PWM逆變器的輸出電壓波形如圖7(a)或圖7(b)所示。其中圖7(b)為輸出電壓濾波前后的波形。

與常規只有一個直流電壓，橋臂上、下管交替通斷每相輸出只有＋、－兩種電平的逆變器相比，3電平逆變器由于輸出電壓電平數增加（相電壓由2個增加到3個，線電壓由3個增加到5個），每個電平幅值下降，同時，每周期開關狀態由23=8種增加到33=27種，增加了PWM控制諧波消除算法的自由度，在同等開關頻率下，可使輸出波形質量有較大提高，輸出dv/dt也有所減少。另外，雖然同一臂上有器件串聯，由于不出現任何兩個串聯器件同時導通或關斷，所以不存在器件動態均壓問題。加之每個主開關器件所承受的電壓僅為直流側電壓的一半，很適合高壓大

關于中、高壓變頻器的一些知識

(a)多重化結構圖

(b)電路圖

(c)功率單元電路圖

圖8單元串聯多電平變頻器

容量的應用場合。圖6(b)為變頻器系統框圖。順便指出，三電平變頻器的概念還可擴展到多電平，例如5電平，輸出電壓的臺階數更多，波形更好。在相同器件耐壓下，可輸出更高的交流電壓，但器件的數量和系統的復雜性也大大增加了。

2?3?3多單元逆變器串聯

變頻器主電路如圖8所示。這是一種多重化結構〔見圖8(a)〕，每相由功率單元串聯而成〔見圖8(b)〕，每個功率單元均為三相輸入、單相輸出的交直交電壓型低壓逆變器〔見圖8(c)〕。功率單元單相橋式逆變電路采用4種不同的開關模式可輸出0和±1三種電平。每個單元采用多電平移相PWM控制，即同一相每個單元的調制信號相同，而載波信號互差一個電角度且正反成對。圖9是3個功率單元串聯、一相電壓的形成波形，三角載波信號互差120°（4和5單元串聯則互差90°和72°）。這樣每個單元的輸出便是同樣形狀的PWM波，但彼此相差一個角度。圖10(a)是5單元串聯聯結后一相的輸出電壓波形，它有±5、±4、±3、±2、±1和0共11種電平，線電壓則有21種電平，見圖10(b)，可以看出，它已非常接近正弦波。

采用移相PWM控制，也使疊加后輸出電壓的等效開關頻率增加。例如，當每個單元的PWM載波頻率為600Hz時，5單元串聯后輸出電壓等效開關頻率便為6kHz。一方面，開關頻率的提高更有助于降低電流諧波，另一方面，由于單元內PWM載波頻率較低，不僅可減少開關損耗，還可使逆變器死區時間引起的誤差所占比例減少。

至于每相串聯的單元數決定于輸出電壓等級，當每相用3、4、5個輸出電壓為480V的功率單元串聯，變頻器輸出額定電壓分別為2.3kV、3.3kV、4.16kV，如每相用5個690V或1275V的功率單元串聯，輸出額定電壓可達6kV和10kV，由于采用的是單元串聯，所以不存在器件直接串聯引起的均壓問題。

多單元串聯方案線路比較復雜，功率器件數量多，如用高壓（HV）IGBT，則可減少功率單元和器件的數量，例如用3.3kV的HV?IGBT，則4.16kV和6kV的變頻器只有2個和3個單元串聯。

3整流電路

常用的整流器幾乎都采用晶閘管相控整流電路或二極管整流電路，直流側則采用電容濾波，這樣就使得它們交流側的電流呈尖峰性而非正弦波，圖11為單相整流示例。大量使用由這些電路構成的裝置已成為電力系統中的主要諧波源，而且消耗大量的無功功率。為此，IEC、EN、IEEE均規定了諧波標準。參考應用較為普遍的IEEE519?1992，我國頒布了GB/T14549?93《電能質量?公用電網諧波》國標。凡不符合上述標準的電力電子設備均不允許進、出口。

對相控整流電路，當電壓為正弦波、電流為非正弦波時，其功率因數λ為λ=cosφ1=νcosφ1

圖93個功率單元串聯PWM控制波形

圖105單元串聯逆變器輸出電壓、電流波形

(b)輸出線電壓與相電流波形

(a)輸出相電壓波形

圖11整流橋及其輸入波形

圖12移相30°二重聯結電路

圖1312脈波整流電路電流波形

式中：P為有功功率；S為視在功率；U為正弦電壓有效值；I為總電流有效值；I1和φ1分別為基波電流有效值及其與電壓的相角差。一般稱ν=I1/I為電流波形畸變因數，cosφ1為位移因數或基波功率因數，即這時功率因數是由電流波形畸變和基波位移兩個因素決定的。v也可表示為ν=，其中THDi=為總電流畸變率，反映電流的失真程度。

因為中、高壓變頻器都是大容量，更必須設法減少諧波對電網的影響，并提高功率因數。目前采用的整流電路有如下幾種形式。 3?1整流電路的一般多重化圖12是二重串聯聯結電路。整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形連接，構成相位互差30°、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯的兩組整流橋。變壓器一次繞組和兩組二次繞組的匝比為1∶1∶。圖13為該電路輸入電流波形。其中圖13(c)是三角形接橋電流iab2〔波形見圖13(b)中虛線〕折算到變壓器一次側A相繞組中的電流，圖13（d)的總電流為圖13(a)的ia1和圖13(c)的之和（忽略了換相過程和直流側電流脈動）。對波形進行傅里葉分析，可以知

(b)輸入電流波形

(a)主電路圖（c）輸入電壓波形

道該電流中只含12k±1次諧波（k為正整數）。同樣，對多相整流電路，可以得出結論：以m個相位相差π/3m的變壓器二次繞組分別供電的m個三相橋式整流電路可以構成6m相整流電路，其網側電流僅含6m±1次諧波。例如m=2，3，4，便分別為12相，含12k±1、18相，含18k±1、24相，含24k±1次諧波，且各次諧波的有效值與其次數成反比。位移因數則均等于cosα，α為觸發延遲角。對二極管整流橋來說，cosφ1=cosα=1。

圖6中的輸入整流器就是二重聯接電路，也稱12脈波電路，可以求得其ν=0.9886，THDi=0.1522。

3?2整流電路的特殊多重化

見圖8(b)結構。這是一種輸入變壓器和電力電子部件一體化設計的電路拓撲。它利用特制的多繞組輸入變壓器和功率單元串聯的巧妙結合，由變壓器二次繞組的曲折聯結，將輸入電壓相位互相錯開。對電網而言形成多相負載，既能解決輸出高電壓問題，又能解決電網側和負載側的諧波問題。例如，對5個單元串聯聯結，變壓器需有15個二次繞組，分為5個不同的相位組，它們互差12°電角度，最終形成30脈波的二極管整流電路。理論上29次以下的諧波都可以消除，THDi<1％，可獲得如圖14所示的輸入電壓電流波形。

變壓器采用延邊三角形（曲折聯結），再配以抽頭所分割段的匝比，可以實現任意角度的相移。例如，3個和4個單元串聯時，二次繞組相位要互差±20°、0°和±30、±15°，分別相當于18脈波和24脈波整流，6個單元串聯則相差±25°、±15°、±5°，相當36脈波，加上由于采用二極管整流的電壓型結構，電動機所需的無功功率可由濾波電容提供，所以功率因數較高，基本上可保持在0.95以上。

這種多重化方案要用特制變壓器，制作較復雜，器件數量多，導通損耗大。

3?3PWM整流電路

PWM整流器不是用晶閘管，而是用全控型器件構成，采用與逆變電路同樣的SPWM技術。圖15(a)和圖15(b)即為單相和三相電壓型PWM整流電路，通過對它的適當控制，可以使輸入電流近似為正弦波，且電流和電壓同相位，功率因數近似為1。圖中交流側電感L用以濾波和傳遞能量，直流側電容Cdc起著濾除直流電壓上開關紋波和平衡直流輸入和輸出能量的作用。

圖16(a)、(b)、(c)分別為PWM整流器交流側單相等效電路和整流、逆變狀態下的相量圖（忽略了交

關于中、高壓變頻器的一些知識

圖14整流電路多重化輸入電壓電流波形

(c)逆變相量圖

(a)等效電路圖

(b)整流相量圖

(b)三相電路

(a)單相電路

圖15PWM整流器主電路

圖16PWM整流器交流側等效電路和相量圖

流側電路電阻），圖中分別為電網電勢、橋式電路交流側PWM電壓的基波分量、電感上的壓降和PWM整流器從電網吸收的電流，ω為電源角頻率。從相量圖可以看出，只要控制和電網電壓同頻，且調節它的幅值和相位，滿足圖中所示的相量關系，PWM整流器就能實現單位功率因數的整流或逆變，從而可實現能量的雙向流動。
PWM整流器也可采用三電平電路，如圖17(a)所示。同三電平PWM逆變電路一樣，相電壓有三種電平，線電壓有五種電平。在相同的開關頻率下，其輸入電流諧波比二電平電路要小得多。它不僅可做到單位功率因數，而且根據設計的功率定額富裕量，還可對連接在同一線路上的其它負載的無功功率進行補償。它同時可以進行有功功率和無功功率的雙向傳輸，實現電動和能量反饋的四象限傳動，如圖17(b)所示。

此外，有的還可在交流輸入加諧波濾波器/功率因數補償控制器。總之，通過各種措施，均可使交流側THDi<5％，λ>0.95。

上述介紹的三種整流器和逆變器中，除特制變壓器多重化外，其它整流電路和逆變電路可有不同的組合，即使同種組合也可有不同的接線方案。例如圖6也可構成圖18電路，適用于3.3kV，1250/1875/2500kVA場合。

4控制方式根據運動方程式T－TL=（TL為負載轉矩，GD2為運動系統的轉動慣量）可知，控制電動機電磁轉矩T便能控制轉速的變化dn/dt；而電動機的轉矩與磁通成正比。因此，控制轉矩的關鍵是要對磁通進行控制，磁通控制的效果直接影響調速系統的控制性能。

中、高壓變頻調速和低壓變頻調速一樣，有如下幾種控制方式。

4?1V/f協調控制

交流電動機的感應電勢E=4.44Nf?（N為繞組有效匝數）。忽略定子繞組的阻抗，定子電壓U≈E=4.44Nf?。當改變頻率f調速時，如電壓U不變，則會影響磁通?。例如，當電機供電頻率降低時，若保持電機的端電壓不變，那末電機中的?將增大。由于電機設計時的磁通選為接近飽和值，?的增大將導致電機鐵心飽和。鐵心飽和后將造成電機中流過很大的勵磁電流，增加銅耗和鐵耗。而當供電頻率增加，電機將出現欠勵磁。因為T=Cm?I2′cosφ2（Cm為電機結構決定的轉矩系數，I2′為轉子電流折算值，cosφ2為轉子功率因數），磁通的減小將會引起電機輸出轉矩的下降。因此，在改變電機的頻率時，應對電機的電壓或電勢同時進行控制，即變壓變頻（VVVF）。

V/f協調控制可近似保持穩態磁通恒定，方法簡單，可進行電機的開環速度控制。主要問題是低速性能較差。因為低速時，異步電動機定子電阻壓降所

圖18三電平變頻器

(a)主電路圖

(b)四象限傳動示意圖

圖17三電平PWM整流器

()

占比重增加，已不能忽略，不能認為U≈E，這時V/f協調控制已不能保持?恒定。

由于V/f協調控制是依據穩態關系得出，因而動態性能較差。如欲改善V/f協調控制的性能，需對磁通進行閉環控制。

4?2矢量控制

眾所周知，直流電動機具有優良的調速和起動性能，是因為T=Cm?Ia，勵磁繞組和電樞繞組各自獨立，空間位置互差90°，因而?和電樞電流Ia產生的磁通正交，如忽略電樞反應，它們互不影響；兩繞組又分別由不同電源供電，在?恒定時，只要控制電樞電流或電樞電壓便可以控制轉矩。而異步電動機只有定子繞組與電源相接，定子電流中包含勵磁電流分量和轉子電流分量，兩者混在一起（稱為耦合），電磁轉矩并不與定子電流成比例。矢量控制的思路就是仿照直流電動機的控制原理，將交流電機的動態數學方程式進行坐標變換，包括三相至二相的變換（3/2）和靜止坐標與旋轉坐標的變換，從而將定子電流分解成勵磁分量和轉矩分量（解耦），它們可以根據可測定的電動機定子電壓、電流的實際值經計算求得，然后分別和設定值一起構成閉環控制，經過調節器的作用，再經過坐標反變換，變成定子電壓的設定值，實現對逆變器的PWM控制。

矢量控制可以獲得和直流電動機相媲美的優異控制性能。

4?3直接轉矩控制

直接轉矩控制也是分別控制異步電動機的轉矩和磁鏈，只是它選擇定子磁鏈作為被控制的對象，而不像矢量控制系統那樣選擇了轉子磁鏈，因此可以直接在定子坐標上計算與控制交流電動機的轉矩。即通過實時檢測磁通幅值和轉矩值，分別與給定值比較，由磁通和轉矩調節器直接輸出，共同形成PWM逆變器的空間電壓矢量，實現對磁鏈和轉矩的直接閉環控制。它不需要分開的電壓控制和頻率控制，也不追求單相電壓的正弦，而是把逆變器和電機視為整體，以三相波形總體生成為前提，使磁通、轉矩跟蹤給定值，磁鏈逼近圓形旋轉磁場。

直接轉矩控制不需要坐標變換，也不受轉子參數變化的影響，控制器結構簡單，而仍具有良好的靜、動態性能。

4?4無速度傳感器矢量控制

高性能的調速系統均采用轉速閉環。但是速度傳感器的安裝、維護及低速性能等方面的問題給系統帶來麻煩，甚至影響系統的可靠性。因而無速度傳感器的控制越來越受到關注和歡迎。問題是從易測得的定子電壓、定子電流中如何計算出與速度有關的量。目前常用的方法有：利用電機的基本方程式（穩態或動態）導出速度的方程式進行計算；根據模型參考自適應的理論，選擇合適的參考模型和可調整模型，利用自適應算法辯識出速度；利用電機的次諧波電勢計算速度，或計算轉差頻率進行補償等。 上述四種控制方式中，V/f協調控制是轉速開環控制，控制電路簡單，是使用較多的一種控制方式，常用于速度精度要求不十分嚴格或負載變動較小的場合。后三種則用于高性能的通用變頻器。通常有三種系統形式，即：有速度傳感器的矢量控制、無速度傳感器的矢量控制和無速度傳感器的直接轉矩控制。其中第一種控制精度高且動態性能好，但變頻器系統復雜，價格較貴；后二種則控制精度和性能稍遜，但變頻器系統較簡單，價格較便宜。

除此之外，還有一些簡化或改進的控制方式，如：有矢量演算的V/f控制、直接矢量控制（其磁通由測算而不是估算得出）等。

5結語

高壓大功率變頻器及其相關衍生產品是電力電子行業中尚未最后成功地解決的一個難題，也是近年來全世界范圍內該行業競相關注的熱點，它不僅涉及大功率交流電動機的各類負載的調速和節能，而且也與其它一些關系國計民生的重點行業的技術發展與進步息息相關。

參考文獻

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