摘要：介紹了一種通過電磁耦合的無接觸充電電路。詳述了電路的基本結構和控制策略，分析了電路中可能存在的問題并給出了解決方案。最后通過試驗驗證了此設計。

引言

自從1840年科學家揭示電磁感應現象及可用導線傳輸電能至今，電能的傳輸主要是由導線直接接觸進行的。電工設備的充電一般是通過插頭和插座來進行的，但是在進行大功率充電時，這種充電方式存在著高壓觸電的危險，給人們的生產和生活帶來了不安全因素，因此，實現供電系統和電氣設備之間沒有導體接觸，自然成為電能傳輸的重要研究方向之一。新型無接觸能量傳遞技術利用了變壓器進行能量傳輸不受速度影響這一優點，并將傳統變壓器的感應耦合磁路分開，初、次級繞組分別繞在不同的磁性結構上，從而在電源和負載單元之間實現不需要物理連接的能量耦合。

    本充電電路采用了開關電源技術和新型無接觸能量傳遞技術，在工頻220V輸入下，得到穩定的直流12V輸出用于給蓄電池充電。

1 主電路結構

主電路如圖1所示，工頻220V輸入經全橋整流后，先通過常規的半橋逆變電路，再通過無接觸式的隔離變壓器隔離輸入級和輸出級。輸出級采用全波整流，并通過LC濾波器濾除高頻紋波，最后輸出直流12V的電壓。半橋電路采用的開關管S1和S2為高頻MOS管IRF840，為了解決高頻開關電源常有的開關損耗和噪聲等問題，電路中采用了串聯諧振的拓撲，利用開關管外并的電容C3與C4、串聯的電感Lr和變壓器的漏感諧振，這樣流過高頻MOS管的電流為正弦波，利用在正弦波過零時間開通MOS管，實現了零電壓的軟開關技術，大大降低了開關損耗。同時流過反并二極管的正弦電流使二極管上的電流變換率變得很小，縮短了反向恢復時間，有利于MOS管的開通和關斷。

圖2

2 控制原理與結構

本電路的控制結構圖如圖2所示，控制芯片采用的是準諧振變換器控制器UC3861，由它產生兩路寬度固定，頻率可變的方波脈沖，再通過專用MOS管驅動芯片IR2110驅動S1和S2。

圖2中UC3861和IR2110的供電都由隔離變壓器的輔助繞組提供（見圖1），與Vcc相連。UC3861屬于調頻控制芯片，頻率變化范圍由腳Range、Rmin和Cvco組成的壓控振蕩器確定。當誤差放大器的輸出增大時，頻率也變大，反之亦然。UC3861能實現零電壓開關技術，在Zero端加入電流互感器檢測到的諧振電流（見圖1），當電流過零時，芯片將開通輸出信號，開通MOS管，實現零電壓開通。在零電壓開關諧振變換器中，開關頻率升高時，變換器輸出電壓將降低。因此，誤差放大器的反相輸入端加入基準電壓，同相輸入端加入反饋電壓。由于輸入級和輸出級是無接觸的，所以反饋電壓不能直接從輸出端接入，而把輔助供電電壓（輸出電壓經輔助變壓器變壓）直接加到同相輸入端，以達到閉環控制。

3 磁放大器用于次級穩壓

對充電電路來說，輸出電壓的穩定尤其重要，而具有隔離的初級和次級單元的無接觸系統的設計，意味著次級電流不能直接進行控制，本電路在輸出端加入磁放大器用于穩壓。

磁放大器主要由非晶合金做成，它的磁滯回線相當窄，未飽和時的電感比飽和時的電感至少大兩個數量級。它的工作原理如圖3所示，當控制電流很小時，磁放大器未飽和，它的電感可視為無窮大，電路相當于斷路，電流無法通過。隨著控制電流的增大，磁放大器趨于飽和，電感量可視為零，電路相當于短路。所以磁放大器用于穩壓時，可視為一個磁性PWM開關。

磁放大器用于次級穩壓的電路如圖4所示，圖中MA1和MA2為磁放大器，它與整流二級管串聯，有利于消除二極管反向恢復過程中電流變化過快而產生的噪聲。

4 實驗結果

針對以上分析，設計了一個輸出為20W左右的無接觸充電電路，參數如下：諧振電感Lr=5.48mH，諧振電容C3=C4=680pF，變壓器采用E型磁芯E55一對，原副邊繞組分開繞在骨架的兩端，加1mm氣隙，漏感為0.105mH。實驗結果如圖5所示。

（a）驅動電壓波形和開關管vDS波形

（b）開關管vDS波形和直流12V輸出波形

從圖5可以看出，開關管上實現了零電壓開通，開關損耗很小，且直流輸出12V非常穩定。

5 結語

本文分析了實現無接觸充電系統的意義，并對無接觸充電系統的主電路和控制電路進行了分析，提出了一種將磁放大器用于次級穩壓的電路拓撲，既穩定了直流輸出，又改善了系統的動態性能。最后通過實驗驗證了以上的設計。