★★★ BJT-2---晶體管開關電路計算實例 ★★★

引言：三極管是電流型元件，利用偏置電阻產生大于0.7V的Vbe電壓，然后通過控制電流大小，使晶體管工作在不同的區。因此關于晶體管電路的設計相關計算，基本用電流起手，而不是用電壓，這一點要與MOS的計算相區別開來。

圖2-1：三極管導通時電流流向

€1.發射極接地型開關

發射極接地型開關即發射極直連GND，輸出out連接集電極。

圖2-2：NPN接地型開關

如圖2-2所示是NPN發射極接地型開關，當in為高電平時，Q1導通，out端被R3下拉至GND為低電平；當in為低電平時，Q1截止，out端通過限流電阻R3連接VDD輸出高電平，所以射極跟隨器型開關是一個反相開關。當輸入信號電平在0.6V以下時，晶體管處于截止狀態，輸出電平是VDD，當輸入信號電平在0.6V以上時，晶體管處于導通狀態，輸出基本上是GND。

為了確保沒有輸入時晶體管處于截止狀態，需要加上使基極處于GND電位的偏置電阻R2，當輸入信號超過0.6V時，晶體管的基極-發射極間的二極管將處于導通狀態，開始有基極電流流過，但這樣的狀態不能限制電流，基極電流會比較大，所以串入基極限流電阻R1。（限流電阻R1的值需要根據實際使用來計算得出）

圖2-3：PNP接地型開關

如圖2-3所示是PNP發射極接地型開關，當in為高電平時，Q1截止，out端被R3下拉至GND為低電平；當in為低電平時，Q1導通，out端連接VDD輸出高電平。

為了確保沒有輸入時晶體管處于截止狀態，需要加上使基極處于高電位的偏置電阻R2，當輸入信號超過0.6V時，晶體管的基極-發射極間的二極管將處于導通狀態，開始有基極電流流過，但這樣的狀態不能限制電流，基極電流會比較大，所以串入基極限流電阻R1。

€2.設計示例

*前提條件：*負載電流=5mA（由out端連接的負載所需的電流大小決定），in端高電平為1.8V，低電平為0V，VDD=3.3V。

*設計分析：*由于Q1不導通時，VDD--->OUT路徑電流為5mA，所以在Q1導通時，Q1的Ic耐受電流最大額定值需要Ic＞5mA（因為不導通時R3已經限定了流過Q1的電流為5mA）。VDD=3.3V加在集電極-發射極之和集電極-基極之間，in=1.8V加在基極-發射極之間。所以應選擇集電極-發射極間和集電極-基極間電壓最大額定值Vceo，Vcbo大于VDD，Vbeo大于Vin的晶體管。即條件匯總為：

Vceo＞3.3V，Vcbo＞3.3V，Vbe＞1.8V，Ic＞5mA。

依此可以選擇通用的小信號晶體管，此處以LRC的型號L2SC4083NWT1G為例：

圖2-4：L2SC4083NWT1G最大額定參數

如果能使基極電流達到集電極電流的1/hFE，晶體管將處于導通狀態，考慮到溫度特性，應該使基極電流稍大，稱為過驅動，通常設定為按使用晶體管hFE的最低值計算得到的基極電流的1.5-2倍以上。

R1/R2的計算：

圖2-5：L2SC4083NWT1G額定參數

從上圖可知L2SC4083NWT1G的hfe最低值為56，條件里面的負載電流為5mA，所以可以控制基極電流Ib=5mA/56×1.5（2）=0.13mA-0.18mA，由于基極電位是0.6V，那么R1上產生的壓降為1.8-0.6=1.2V，Ib取0.2mA，所以R1=1.2V/0.2mA=6kΩ（忽略流過R2的電流，0.6V時be二極管導通，導通電阻遠小于R2，電流大部分流向Q1，流向R2的很小）

R2是輸入端開路時確保晶體管處于截止狀態的電阻，如果R2過大，將容易受噪聲電流的干擾，過小則在晶體管處于導通狀態時無用電流流過R2，R2可以取值10kΩ。

€3.超β和達林頓連接

超β和達林頓連接是應對需要大負載電流時的設計方法，由于發射極接地型開關的負載電流就是Ic，所以基極必須提供大于1/hfe的基極電流，當Ic需求為幾百mA時，驅動基極的電路（通常為GPIO）就可能無法提供足夠的基極電流，此時要么采用超β晶體管，即hfe很大的晶體管，要么將兩個晶體管達林頓連接，實現hfe1×hfe2，達到增大hfe的目的。

圖2-6：NPN型達林頓連接

如圖2-6是兩只NPN型達林頓連接，導通時粉絲基極電流Ib1流入，驅動Q1和Q2導通，干路電流Ic分為兩個藍色支路到GND（這樣每個晶體管只承擔一半的Ic電流）。不導通時，out輸出高電平。圖2-7是兩只PNP型達林頓連接，對于GPIO驅動in端，有效降低了對GPIO灌電流的要求。

圖2-7：PNP型達林頓連接

采用達林頓連接時Q1的發射極電流全部變成Q2的基極電流，所以總hfe=hfe1×hfe2。若將L2SC4083NWT1G采用達林頓連接，56×56=3136，那么1mA的基極電流就可以驅動3A的集電極電流。在計算達林頓連接電路的基極電流時，需要注意兩個晶體管導通時，基極-發射極間的壓降是2×Vbe=1.2V-1.4V。

€4.射極跟隨器型開關

射極跟隨器型開關即輸出out連接發射極。

圖2-8：NPN跟隨器型開關

如圖2-8是NPN跟隨器型開關，與發射極接地型開關不同的是，out端是發射極的電位，即in為高電平時，Q1導通，out端連接高電平VDD（忽略Vce）；當in為低電平時，Q1截止，out端被R3下拉至GND為低電平，所以射極跟隨器型開關是一個同相開關，這也就是“跟隨”的由來。

圖2-9：PNP跟隨器型開關

對于PNP跟隨器型開關，in為高電平（VDD-Vin＜0.6V）時，Q1截止，out端通過R3連接到VDD高電平；當in為低電平（VDD-Vin＞0.6V）時，Q1導通，out端直連GND為低電平。（PNP是發射極電位最高，基極要比發射極低0.3V才會導通。0.3V是鍺管的理論值，硅管則為0.7V左右，實際值可能更低。）

射極跟隨器型開關的計算參考發射機接地型開關即可，這里不再過多演算。

€5.損耗

晶體管的損耗主要體現在導通狀態，處于導通狀態時的功率損耗為P損=Vce(sat)×Ic。（Vcesat：集電極飽和電壓），Ic比較大時，需要考慮發熱問題。