Barry Harvey

您可以采用具有罕見輸入特性的運算放大器，并對其進行提升，以實現比原始運算放大器更高的電壓范圍、更好的增益精度、更高的壓擺率和更小的失真。

我正在設計精密電壓表的輸入，需要一個亞皮安級輸入單位增益放大器/緩沖器，其低頻噪聲小于1 μV峰峰值，低失調電壓約為100 μV，非線性度為<1 ppm。它還需要在音頻頻率和60 Hz上具有非常低的交流失真，以利用不斷加深的ADC分辨率。這已經足夠雄心勃勃，但它必須使用±40 V電源緩沖±50 V信號。緩沖器輸入將連接到高阻抗分壓器或直接連接到外部信號。因此，它還必須承受超出電源的靜電放電和輸入。

可用的亞皮安級偏置電流運算放大器并不多。那些可用的通常被稱為靜電計級，并提供低幾十飛安的偏置電流。不幸的是，這些靜電計放大器的低頻噪聲（0.1 Hz至10 Hz）峰峰值為幾微伏。它們通常還具有不符合要求的輸入失調電壓和失調溫度系數。其共模抑制比（CMRR）和開環增益不足以支持1 ppm線性度。最后，沒有一個靜電計可以承受高電源電壓。

LTC6240系列提供0.25 pA典型偏置電流和0.55 μV p-p低頻噪聲。這對于輸入緩沖器來說已經足夠了，只是該器件只能采用最大12 V的電源供電。我們將不得不在放大器周圍添加電路以使其適應更高的電壓。

設計方法

圖1所示為自舉放大器的簡化原理圖。

圖1.基本自舉電源電路拓撲。

LTC6240由Vp供電，Vp通過+5緩沖放大器增益跟隨輸出加1 V，Vm由Vm供電，Vm跟隨另一個緩沖器驅動的輸出5 V。

由于電源始終跟隨輸入信號，并由 LTC6240 的輸出進行緩沖，因此理想情況下根本不存在共模輸入誤差。即使是平庸的CMRR也要至少提高30 dB。30 dB值是由于Vp和Vm緩沖器的增益精度有限。

LTC6240 的開環增益也得到了類似的提升。當內部增益節點和電源軌之間存在晶體管輸出阻抗時，放大器電路中會出現增益限制。由于電源自舉到輸出端，因此流過上述阻抗的信號電流很少，開環增益的提高幅度與CMRR優勢類似。但是，輸出負載仍會限制開環增益。

也許不太明顯的是，自舉也提高了整體電路壓擺率。通常，它受內部 LTC6240 靜態電流和以電源為基準的補償電容器的限制。當電源跟隨輸入和輸出時，流入這些電容器的動態電流很少，放大器不會進入限制壓擺率。緩沖放大器最終將限制總壓擺率。

高壓電源 Vhvp 和 Vhvm 可能會有干擾，但緩沖器輸出將在很大程度上抑制它們，LTC6240 的電源抑制比 （PSRR） 將大大增強。

所以，這很棒;通過自舉電源，緩沖器在幾個方面得到了改善。可能出現什么問題？好吧，圖1所示的電路幾乎肯定會振蕩。考慮電源端子行為的最佳方式是作為反饋環路的一部分：輸出端電壓乘以緩沖放大器的頻率響應，然后將1/PSRR乘以輸入，最后乘以開環增益成為輸出，并永遠繞環。圖2a顯示了PSRR隨頻率的變化。

圖2.（a） LTC6240 的 PSRR，（b） LTC6240 的開環增益。

我們在PSRR圖中沒有得到相位數據，但假設它具有+90°相位。是的，這就像一個差異化因素+90°。開環增益如圖2b所示，從低頻到90 kHz的相位為–100°，之后變為負值。緩沖器將具有有限的頻率響應，并且它們也會表現出相位滯后。將環路中的所有相位滯后相加，可以保證反饋相位為0°或360°的倍數。如果這些相位的電源環路增益為>1，則我們有一個振蕩器。PSRR幅度降至4 dB的低點（即衰減= –4 dB→增益= 0.63（非dB），因此環路似乎永遠沒有足夠的增益來振蕩。這可能是錯誤的，因為PSRR適用于Vp和Vs，它們的PSRR增益加起來可能不止一個數量級。此外，緩沖器在高頻增益滾降之前可能會有一些峰值，從而推動>1的整體反饋幅度。我們還將看到，緩沖器必須驅動中等大的電容，并且會有更多的相位滯后。無論如何，在LTspice中仿真電路顯示出較大的信號振蕩（LTC6240的頻率響應和非線性體現在宏模型中）。?

實際實施

圖3顯示了整個電路。

圖3.全電路。

請注意，1000 pF旁路電容必須與LTC6240電源端子緊密連接。運算放大器具有數十個內部晶體管，在該放大器中，這些晶體管具有 Ft的量級。它們通常相互反饋連接，除非安裝旁路電容器，否則它們可能會針對高交流阻抗電源振蕩。1000 pF足以消除這些振蕩。我們還希望電源旁路電容器遠大于任何輸出負載電容器，因為在高頻下，負載電容器兩端的電壓轉換會導致電流流向電源軌，并可能調制電源電壓，通過PSRR反饋以引起振蕩。因此，我們的旁路降低了頻率上的電源調制，相當于降低了從輸出到電源的反饋增益。

壓擺這些旁路電容器需要很大的電流，并且必須是雙向的。Q5和Q6是發射極跟隨器，可以驅動旁路的壓擺電流。Q3和Q4是偏置二極管，用于設置Q5和Q6靜態電流。Q2為這些二極管和齊納D1（實際上是并聯基準IC）提供偏置電流，后者相對于輸出設置正電源電壓。Q2的集電極是R9在高壓軌之間偏置的電流鏡的輸出。如果電源電壓不是恒定的，R9可以用兩個電流源代替。

Q7 到 Q12 構成與前面描述相當的 Vm 減去電源驅動器。請注意齊納電壓的故意不匹配：Vp的輸入/輸出電壓比輸入/輸出高5 V，Vm的輸入/輸出電壓低3 V。失配將輸入電壓集中在 LTC6240 的電源限制輸入范圍內，以優化轉換波形。

通常，LTC6240 的電源電流拉緊 Q5 的發射極并基本上關斷 Q6，因此 Vp 緩沖器輸出阻抗主要為 R3。因此，電源反饋Vp路徑的帶寬為~1/（2π×100 Ω × 0.001 μF） = 1.6 MHz。這保證了Vp環路增益遠小于10 MHz及以上，此時LTC6240開環相位正朝著振蕩方向發展。100 Ω電阻還允許跟隨器Q5不必直接驅動1000 pF。發射極跟隨器顯示的輸出電感可以與容性負載共振，導致振鈴甚至振蕩。

將自舉設計為在高于1.6 MHz的頻率下失效后，我們將看到整個電路的完美行為將下降到~100 kHz以上。如果輸出不能完全跟隨輸入，則自舉的優勢將降低。帶Cin的凜將帶寬限制在100 kHz，這是ADC跟隨緩沖器的系統抗混疊濾波器的一部分，它還衰減了無線電干擾和不支持的壓擺率。

該電路必須承受任何無限壓擺輸入信號或ESD，因此Rin還用于限制輸入故障電流。該電阻具有四個串聯段，用于分離輸入過驅并暫時承受1 kV電壓。根據信號源和預期的過載，可以減小輸入電阻。

LTC6240 內部有一些保護二極管，用于將輸入過壓電流引導至 Vp 或 Vm。LTC6240輸入允許的最大故障電流為10 mA，但如果周圍電路可以快速斷開輸入故障，則該電流可能會在短時間內增加。在該電路的預期應用中，有一個SPDT繼電器，當未通電時，將緩沖器的輸入連接到÷10網絡。通電時，繼電器直接連接輸入。因此，當未上電時，緩沖器連接到遠高于10 kΩ的源阻抗，并且故障電壓和電流的降低與10 mA連續額定值相稱。我的應用的輸入范圍連續±400 V，容錯±1000 V。只有當有兩個比較器檢測輸入過壓并快速釋放繼電器時，才能安全地完成此操作。這可在1 ms至2 ms內完成，允許瞬態100 mA輸入電流不會熔化LTC6240的保護二極管。請注意，包含 D3 至 D6 以引導輸入過載電流，該電流通過 LTC6240 定向至 Vp 或 Vvm 電源。這些電源可能無法吸收過載電流，因為該電流落后于正常工作;我們將依靠足夠大的旁路電容來安全地保持電源電壓，同時等待繼電器開關釋放。我們需要100 μF才能在2 mA過載后2 ms內將電源保持在100 V變化以內。

高壓信號源

當需要測試實驗室原型時，我意識到我沒有信號發生器具有足夠的任何波形的輸出電壓擺幅來練習電路。我確實有發生器，可以產生各種波形，達到±10 V p-p。現在是時候想出一種能夠以大振幅清晰再現波形的放大器了。圖4所示為電流反饋放大器（CFA）的高壓分立實現。

圖4.高壓放大器。

CFA具有非常高的轉換速率，并且通常具有寬帶寬。1但是，由于我們使用高壓晶體管，因此帶寬適中。高壓晶體管具有較高的寄生電容和較低的Fts 比較低的電壓類型。

這里有一些警告。電路中沒有內置電流或耗散限制，因此超過10 mA的重持續負載電流會燒毀輸出級，甚至可能燒毀更多級。此外，最好不要在高壓電源中添加>0.1 μF的旁路電容。如果使用大電容器，短路會導致焊接。話雖如此，我不得不在高壓電源中添加100 μF旁路電容，以抑制二次諧波失真。我用手上下轉動實驗室用品，以避免硬打開和關閉。請注意，即使是 50 V 也會導致足夠的電流通過人體導致心臟驟停。最好將高壓電源的電流限制也調低至60 mA。50 V 足夠高，值得尊重。

在圖4中，運算放大器ADA4898控制CFA，并控制其精度和失真。CFA 通常具有高直流誤差和對高精度的建立不良;運算放大器可以解決這些問題。

CFA 的正輸入是節點 n25，其負輸入是 n5（是的，這是一個輸入）。Rff和Rgg本身將內部CFA的增益設置為約27。這種高增益允許控制運算放大器的輸出擺幅僅為±2 V。CFA本可以設置為更高的增益以進一步減輕控制放大器的負擔，但隨后CFA會失去帶寬并增加其失真。總增益由 Rf 和 Rg 設置，為 20。Ctweak 和 Ctweak2 與 Rf 配合使用，從 215 kHz 以上的整體運算放大器反饋中消除 CFA 的相位滯后，從而提高運算放大器的穩定性。

n13是CFA增益節點，由涉及Q1/Q2/Q20和Q11/Q12/Q19的電流鏡驅動。

Q7/Q8/Q10/Q13構成輸出緩沖器，作為復合互補發射極跟隨器。沒有電流限制電路 - 不要將輸出短路到任何東西！

高壓放大器的CFA部分具有35 MHz、–3 dB帶寬，并且不會自行達到峰值。整個電路具有33 MHz、–3 dB帶寬，但峰值為8 dB。通常，復合放大器設計的第二放大器具有至少3×輸入控制放大器的帶寬，以避免峰值;但我們不能得到如此有利的比例。至少8 dB峰值沒有高Q值，振鈴阻尼相當快。預期的100 kHz信號在峰值頻率以下精確再現。80 kHz 時輸出為 100 V p-p 時的失真為 –82 dBc，對于 100 V p-p 的輸出，失真降至 –32 dBc，在 100 kHz 時降至 –60 dBc。方波響應具有~250%的過沖以實現快速邊沿，輸出壓擺率低于1900 V/μs時幾乎不會發生過沖。最大壓擺率約為<> V/μs。

測量設置

現在我們有了大信號，如何使用普通的實驗室設備來測量±40 V輸出？高壓放大器和高壓緩沖器的輸出都不應超過10 mA，也不能穩定地工作到~40 pF以上的負載。在 27 pF/ft 時，同軸電纜的電容性太強。示波器 ÷10 探頭只有 ~15 pF||10 MΩ負載，因此可以耦合到示波器。

為了測量失真，我們實驗室中沒有一臺音頻分析儀可以在 80 kHz 時跳動 –100 dBc，因此我們必須轉向頻譜分析儀。不幸的是，這些只有50 Ω輸入 - 對于我們的電路來說太低了，無法驅動。我的解決方案是將阻抗提高到5050 Ω（見圖5）;也就是說，在信號和5 Ω分析儀輸入之間放置一個50 kΩ分壓電阻，使其接近÷100分壓器。重要的是，5 kΩ電阻在低頻信號期間不會出現熱偏移，因為這些偏移是V外2相關并引起甚至諧波。我選擇串聯五個1 kΩ、2 W電阻來制作分頻器。2 W電阻的熱阻約為37°C/W，1個7 kΩ電阻的熱阻為5.40°C/W。當±160 V正弦波穿過時，功耗為7 mW，這將導致電阻中5.0 ×16.1 = 2.100°C的電阻發熱。它們的電阻偏移約為120 ppm/°C，因此在直流時，電阻偏移為0 ppm，或約01.80%非線性度和–100 dBc產生的失真。對于我們的測量來說，這怎么可能足夠準確？好消息是分壓器電阻具有相當長的熱時間常數，我們預計在1 kHz周期中間實際電阻偏移很小。具有諷刺意味的是，我們會在較低頻率（可能是<> kHz及以下）看到更嚴重的失真。

由于分析儀輸入范圍有限，80 V p-p信號無論如何都必須衰減，但它仍然太大，無法獲得最佳頻譜分析儀性能。我們的分析儀只能提供–80 dBc失真，作為其噪聲淹沒諧波和導致額外失真的大輸入之間的權衡。一種解決方案是在分析儀輸入端放置一個100 kHz陷阱以消除基波幅度。在信號小于幾毫伏（僅諧波）的情況下，我們可以接近–120 dBc測量范圍。圖 5 顯示了測試設置。

圖5.失真測試設置。

發生器通過低通濾波器 Linput 和 Cinput 驅動 Rterm，從而衰減發電機的 100 kHz 諧波。這將失真提高到約–113 dBc，低于要測量的電路。清理后的信號由高壓放大器升壓，并由緩沖器通過，緩沖器驅動分壓器。

電感器由纏繞在大線軸上的電磁線構成，用于電源 E-I 磁芯。由于增加變形，不能使用任何類型的芯材;氣動纏繞是強制性的。你只是反復纏繞和測量。

Ltrap被發現通過磁輻射諧波到相鄰的，草率的非屏蔽布線，這是我的常用方法，所以我將陷阱組件放在帶有接地BNC插孔連接的餅干罐中。我們在實驗室使用餅干罐;我喜歡烤鍋，但任何屏蔽鋼盒都可以。

為了進行校準，我用直通線替換了兩個放大器，并記錄了從Rterm電壓到頻譜分析儀輸入的第二至第四諧波頻率的增益。在失真測試中測量諧波時，我使用該頻率下存儲的增益來推斷緩沖器輸出端的諧波成分。我有一個示波器監測緩沖器基頻輸出的幅度，對歸一化諧波進行均方根化，然后除以基波幅度以獲得整體失真。

結果

使用圖5的設置，頻譜分析儀在81 V p-p和70 V p-p輸出時顯示–80 dBc，在82 V p-p和50 V p-p輸出時顯示–60 dBc，在86 kHz時，5 V 峰峰值和16 V 峰峰值輸出時失真為–32.100 dBc。

然后測量直流線性度、增益精度和輸入范圍。圖6顯示了掃描輸入直流信號時緩沖器的輸入失調。

任何具有有用輸入特性的放大器都可以自舉，如前所述，以高壓信號工作。極低的輸入噪聲或極低的失調放大器可以在數百伏特下運行。

圖6.V操作系統與 V在的緩沖區。Rl = 50 kΩ 和∞。

萬用表很難在 ±40 V 信號的背景下解析亞微伏變化，但由于這是一個緩沖器，我們可以簡單地將電壓表從輸入連接到輸出以查找偏移并使用敏感范圍。對于±1 V輸入（該測試的輸入短路），萬用表的共模抑制小于40 μV。

曲線中的擾動是由低頻噪聲，尤其是熱擾動引起的。僅僅有人在附近或空調就會導致氣流和熱變化，從而導致微伏級電路中的塞貝克和熱電偶電壓誤差。我沒有一個好的屏蔽或屏蔽室，但我確實用一些衣服覆蓋了我的電路以防止氣流。即便如此，結果中仍有0.6 μV rms的漂移。

在噪聲中，空載（綠色）曲線表明增益誤差為~0.03 ppm。不錯。無自舉LTC6240的標稱增益誤差為5.6 ppm，最壞情況下由于CMRR誤差，額定增益誤差為100 ppm。當加載50 kΩ（紫色）時，我們看到的增益誤差為–0.38 ppm。負載增益誤差相當于0.02 Ω的輸出阻抗。很難知道0.02 Ω的來源 — 可能是調節Vp或Vm的負載電流，并通過LTC6240內的共模抑制或增益限制過程起作用，也可能只是導線和電路板電阻。無論如何，為了保持增益精確，我們可以將 LTC6240 的反饋遠程連接到最終負載，以影響開爾文連接。

圖7顯示了小信號脈沖響應。

圖7.小信號脈沖響應。

對于綠色通道的振鈴，這是高壓放大器的輸出，所有歉意。它不會自己響鈴，我只有一個平庸的示波器探頭和板對板接地。黃色通道是緩沖區輸出，它是一個由 Cin + Rin 主導的簡單指數。

圖8顯示了輸入壓擺率為±32 V/μs的大信號脈沖響應，這是一個漂亮、平滑的響應。

圖8.對中等輸入壓擺率（±32 V/μs）具有大信號響應

圖9顯示了緩沖器對過載壓擺率的響應。80 kHz時的100 V p-p輸出要求峰值壓擺率為±25 V/μs，在所示±32 V/μs能力范圍內。

圖9.對過載輸入壓擺率（±130 V/μs）的大信號響應。

請注意，輸入濾波器將過載壓擺率限制在緩沖器可以遵循的量。紋波是自舉電路無法跟隨輸出壓擺的偽影，這會導致輸入裕量在壓擺期間反復過載。降低 Cin 會強制提高輸入壓擺率，并且自舉電路不會隨之而來，從而導致更難看的波紋。

總結

已經展示了一種有效地自舉低壓運算放大器緩沖器成為高壓緩沖器的方法。我們采用了具有罕見輸入特性的運算放大器，并將其提升為具有比原始運算放大器更高的電壓范圍、更好的增益精度、更高的壓擺率和更小的失真。

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