圖 1.顯示了典型的現代通信信號鏈。要傳輸的信號由數模轉換器（DAC）在基帶上產生。然后將該信號混頻到中頻（IF），在那里進行濾波，然后再混頻到最終的射頻（RF）。 在接收側發生逆變換。接收到的信號被放大，混頻至IF并濾波，然后混頻到基帶進行數字化。

圖1：現代RF信號鏈

雖然此類信號鏈有各種形狀和尺寸，但通信應用中普遍需要測量和控制信號功率。在發射端，我們必須確保功率放大器（PA）符合監管輻射要求。我們還必須確保 PA 的傳輸不會超過某個功率水平，這會因過熱而造成損壞。

在接收端，輸入信號電平通常會在某個動態范圍內變化。這可能是由于天氣條件或接收信號源遠離接收器（例如，在快速汽車中操作的移動聽筒）。通常，我們希望向模數轉換器（ADC）提供恒定的信號電平，因為這將最大限度地提高信噪比（SNR）。為此，接收信號鏈通常使用一個或多個可變增益放大器（VGA），這些放大器由完成自動增益控制（AGC）環路的功率測量器件控制。請注意，雖然發射功率控制可以在RF或IF進行，但接收側信號處理通常在IF進行。

在這兩種情況下，信號強度測量的精度都可能至關重要。例如，考慮一個基站，其傳輸的平均功率為 +50 dBm （100 W）。如果調節基站發射功率的檢測器在溫度范圍內具有±3 dB的不可預測誤差，則基站可能會在某個點被定向傳輸53 dBm（200 W）。這顯然是不可接受的，因為它會增加裝置的額外熱尺寸成本過高。

在接收端，不精確的測量電路將導致提供給ADC的信號電平不佳。這將導致ADC過載（輸入信號太大），或者浪費寶貴的動態范圍（輸入信號太小）。

本系列涉及與測量和控制RF功率電平相關的許多問題。將研究各種功率測量技術，如二極管、熱、均方根直流和對數放大器。還將研究響應時間、動態范圍、分辨率、變化的波峰因數、溫度穩定性、尺寸和成本等問題。

權力

以瓦特為單位的功率可以用多種方式表示，即

其中V是均方根電壓，I是均方根電流，R是功率耗散的電阻。由于大多數通信系統具有恒定的負載和源阻抗，通常為50 Ω，因此我們只需要知道均方根電壓即可計算功率。因此，許多實際的功率測量電路依賴于測量均方根電壓。

在dBm、dBmV、W、RMS和峰峰值電壓之間進行轉換

有線通信應用中的信號電平通常以dBm為單位。然而，對于那些具有電壓響應的“功率”檢測器，我們實際上應該指定相對于其輸入電壓的輸出電壓。對于生活在dB世界中的人來說，這可能會非常令人困惑。由于輸入信號的峰均比發生變化，許多檢測器的響應會發生變化，因此問題變得更加復雜。

dBm 單位定義為以 dB 為單位的功率電平，以 1 mW 為基準，即

其中功率以瓦特為單位指定。

由于以瓦特為單位的功率等于均方根電壓的平方除以阻抗，我們也可以將其寫為

因此，0 dBm 等于 1 mW，+10 dBm 等于 10 mW，+30 dBm 等于 1 W，依此類推。由于阻抗是該等式的一個組成部分，因此在討論dBm電平時，我們通常應指定線路阻抗（例如20 dBm：Re 50 Ω）。

dBV 單位定義為以 dB 為單位的電壓電平，以 1 Vrms 為基準，即

因此，0 dBV等于1 Vrms.圖2顯示了均方根伏特，峰峰值伏特，dBV，dBm和mW如何相互關聯。但是，這僅適用于負載阻抗為 50 且波峰因數為 1.4142（即 Vrms = Vpeak- 峰值/2/1.4142 的正弦波）。請注意，在 50 系統中，dBV 和 dBm 之間存在 13 dB 的恒定偏移 （dBm = dBV + 13）。

圖 2：功率和電壓之間的轉換

RMS的定義1

RMS（或均方根）是交流信號幅度的基本測量值。它的定義既可以是實用的，也可以是數學的。實際定義：分配給交流信號的均方根值是在相同負載下產生等量熱量所需的直流量。例如，1 Vrms 的交流信號將在電阻器中產生與 1 Vdc 信號相同的熱量。根據數學定義，電壓的均方根值為，

這涉及對信號進行平方、取平均值和獲得平方根。平均時間必須足夠長，以允許在所需的最低工作頻率下進行濾波。

波峰因數的定義

波形的波峰因數是其峰值與其均方根值的比值。幅度對稱方波或直流電平等信號的波峰因數為 2。其他波形本質上更復雜，具有更高的波峰因數。正弦波的波峰因數為 1（即 4142.1）。因此，均方根電平為2 V的正弦波的峰峰值幅度為8284.<> V。

信號幅度測量技術

I 二極管檢測

圖3所示為常用二極管檢測電路的原理圖。這是一個具有輸出濾波功能的簡單半波整流器。輸入端的 68 電阻產生標稱 50 輸入匹配。

圖 3： 一個簡單的二極管檢測器 2

圖4顯示了輸出電壓與輸入信號的函數關系，單位為dBm。

圖 4：簡單二極管檢波器電路的 Vout 與引腳

雖然該電路在25°C時的傳遞函數是合理的線性，但在低輸入電平和整個溫度范圍內性能會顯著下降。圖5顯示了一個經過改進的二極管檢波器電路，該電路包含一些溫度補償。在該電路中，二極管電壓的溫度依賴性由第二個二極管補償。因此，當D1兩端的壓降隨溫度升高時，D2兩端的電壓保持不變。這使電阻分壓器中心的電壓保持恒定，分壓器用作輸出。

圖 5： 溫度補償二極管檢測器 2

圖6：溫度補償二極管檢測器的Vout和誤差與引腳的關系

圖6顯示了該溫度補償電路的傳遞函數。為了仔細研究改進的線性度和溫度穩定性，線性回歸可以計算這些點的最佳直線擬合;也就是說，一個方程的形式，

請注意，為了進行此計算，有必要將以dBm為單位的功率數轉換為電壓（電壓輸入/電壓輸出傳遞函數給出名義上的線性關系）。使用這條理想的直線，我們可以繪制響應在其動態范圍內的線性度。在實際應用中，我們希望在室溫下校準電路，而不是在溫度下校準電路。因此，我們計算在室溫下測量的最佳直線隨溫度變化的誤差。這為我們提供了該解決方案的系統級精度的良好衡量標準。

圖6顯示，溫度補償二極管檢波器在高功率水平下具有良好的溫度穩定性，但在低輸入電平時仍然變得溫度穩定性降低，線性度降低。需要注意的是，電路的輸出不能加載任何顯著的電阻。在低溫下，該電路具有極高的輸出阻抗。事實上，驅動小于FET緩沖放大器的任何東西都會導致溫度補償算法失效，從而產生類似于圖4的性能。

二極管檢波器電路不測量真均方根信號強度，即使輸入均方根信號強度保持不變（波峰因數越高，輸出電壓越低），這些檢波器的輸出電壓也會隨輸入信號波峰因數而變化。然而，在信號具有恒定波峰因數的系統中，只要探測器已正確校準，這可能無關緊要。因此，例如，如果無線電鏈路僅使用一種調制方案（例如QPSK），則可以進行精確的功率測量。然而，在具有不同波峰因數的系統中，例如CDMA或WCDMA，真正的均方根測量變得困難。此問題的一個解決方案是根據基站中的呼叫負載使用不同的查找表（特定信道中的呼叫加載會改變波峰因數）。但是，這需要為每個呼叫加載場景校準基站。在多載波系統中，問題變得更加嚴重，其中多個載波的波峰因數彼此獨立地變化。

二、熱檢測

熱檢測本質上涉及我們之前研究的均方根經典定義的實際實現。這是理論上最簡單的真均方根測量技術;然而，在實踐中，實施起來既困難又昂貴。它涉及將未知交流信號的熱值與已知校準直流參考電壓的熱值進行比較（見圖7）。當校準的基準電壓調整為使基準電阻（R2）和信號電阻（R1）之間的溫差為零時，這兩個匹配電阻的功耗將相等。因此，根據均方根的基本定義，直流基準電壓的值將等于未知信號電壓的均方根值。

圖 7： 熱檢測

每個熱單元包含一個穩定的低TC電阻器（R1，R2），該電阻器與線性溫度電壓轉換器（S1，S2）熱接觸，例如熱電偶。S1/S2的輸出電壓與Vin的均方成比例變化;一階溫度/電壓比隨K Vin/R1而變化。

圖7所示電路通常具有非常低的誤差（約0.1%）和寬帶寬。然而，熱量單元（R1S1、R2S2）的固定時間常數限制了該均方根計算方案的低頻有效性。

除了這種基本類型之外，還有可變增益熱轉換器可用，可以克服固定增益轉換器的動態范圍限制，但代價是增加復雜性和成本。

審核編輯：郭婷