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今天，我們學習一下運放的幾個參數分析。
一、輸入失調電壓
輸入失調電壓定義：在室溫25℃及標準電源電壓下，輸入電壓為0時，為使輸出電壓為0，在輸入端加的補償電壓叫做失調電壓。
在理想的情況下，一般認為當運放的兩個輸入端輸入相同的電壓時，比如輸入電壓均為0，運放的輸出端電壓為0;但實則不然，因為實際上它的差分輸入級很難做到完全對稱，常在輸入電壓為0時，存在一定的輸出電壓，大概幾個微伏或者幾個毫伏，不同運放的性能不同，輸入失調電壓也不一樣。
下圖是LMV358運放失調電壓的測試：
因為運放的失調電壓通常比較小，所以我們接了一個比較大反饋電壓，放大倍數為1001倍。因為我們可以看到，在運放的負輸入端，電壓為4.83mV，因此LMV358所測是的失調電壓為4.83mV。
接下來，看一下LMV358數據手冊：
典型的失調電壓為0.5mV，最大是±5mV，我們測試結果還在范圍內，但是已經比較大了。所以，大家在選擇芯片時應考慮運放的輸入失調電壓，避免誤差造成的影響。
下圖是OPA2350輸入失調電壓仿真：
從圖中可以看出，OPA2350作為高精度運放，它的輸入失調電壓很小。
二、輸入失調電流
由于輸入失調電流會造成輸入失調電壓變大，因此反饋電阻要小一點，避免反饋電阻過大引起測得的失調電壓偏大。
此外，失調電壓是直流量。
運放的輸入一般是基于三極管或者FET結構的長尾式差分輸入，對于BJT來說，由于三極管工作在放大區是需要提供一定的偏置電流的，因此需要提供輸入電流，一般有nA到uA級別;
對于FET來說，由于場效應管本身是壓控型器件，可還是存在一定的漏電流，不過電流非常小，一般是fA或者pA級別。但有時候為了ESD，還會增加鉗位二極管，從而更加增大了這個漏電流大小。
測試運放的失調電流時，要減少輸入失調電壓對它的影響，因此要將運放的增益變得很小。這里我們選擇的電阻為R2為1G歐姆，R3為1M歐姆，這樣運放輸出增益就接近1/1000倍，對失調電流產生的影響就很小。
下圖為LMV358的失調電流，為-5.63pa。
這與數據手冊中所說的10pa接近。
不同的運放，輸入失調電流也不一樣。高精度的運放，輸入失調電流很小，如下圖所示：
其他電路形式相同，我們只更換了運放型號，將LMV358改為OPA2350高精度運放，再看OPA2350的輸入失調電壓為1.3nA。
三、失調電壓補償
因為運放的不對稱性，在輸入端電壓都為0時，運放輸出還有微小的電壓，在很多精密運放中，為了使輸入端電壓相等時，輸出電壓為0，通過調整輸入端加一個微小的電壓，使運放輸出端電壓為0，這個微小的電壓叫做失調電壓補償。
1、如果我們的同相端作為信號輸入，那么我們反向端進行失調電壓補償，我們需要雙電源，正負兩個方向進行補償，雙電源制作方法，正電源就是將電源的負極和大地連在一起，那么正極就是相對于大地電壓為正的電壓，負電源就是將電源的正極與大地連在一起，那么電源的負極端就是負電壓。
2、補償電阻要盡可能大，100K歐姆以上，盡量減少對原放大電路精度的影響。
3、補償電源可以采用串聯分壓，提高補償精度。
運放我們采用LF353，這是一個雙電源供電的運放，單電源供電的沒有辦法進行負電源補償。
運放正電壓為5V，負電壓為-5V。
此時我們看到，當兩端輸入電壓相等均為0時，輸出電壓是1.89mv。
現在我們做輸入電壓補償：
通過電壓補償，我們看到輸出電壓已經減小到9uv了，還是有效果的，可以更好的減小誤差。
四、輸入電壓范圍
1、一般指輸入共模電壓范圍,即兩個輸入端處可允許接入的電壓范圍;
2、反相放人器由于虛地,共模電壓為0，所以不受輸入信號幅值的限制;
3、以基本的差分放大電路為例,避免輸出電壓范圍的影響;
4、超出輸人范圍后，可能會出現相位翻轉的現象;
5、rail-to-rai特性的運放(如OPA2350)可以輸入稍微超過電源軌的電壓。
它的工作電壓范圍為2.7V至5V，我們采用5V電壓作為工作電壓供電。
這里的最小工作電壓低于工作電壓范圍最小值，我們在OPA2350的數據手冊中也找到了解釋。OPA350系列運算放大器的完整額定參數為2.7V至5.5V，實際的電源電壓可以介于2.5V至5.5V之間。
五、輸出電壓范圍
我們把運放做成一個電壓跟隨器，我們信號輸入范圍為0~5V，輸出電壓能夠正常跟隨。
現在，我們把輸入電壓改為-0.1V至5.6V之間，現象如下：
運放的輸出已經出現失真現象，當輸入電壓大于工作電壓時，運放輸出最大電壓出現削頂，最大輸出電壓為4.96，最小輸出電壓為100mV左右。
有的運放超出最大輸入電壓時，他會出現輸出反向的現象。
六、壓擺率
運放的壓擺率(SR)，是指輸入為階躍信號時，閉環放大器的輸出電壓時間變化率的平均值，是指單位時間(一般用微秒)器件輸出電壓值的可改變的范圍。
OPA2350的壓擺率，是在增益為1的情況下測量的。為了避免增益帶來的干擾，減少帶寬的影響，我們還是用電壓跟隨器來做，并且輸入電壓不能超過它的輸入電壓范圍。
通過仿真，輸入為三角波，電壓范圍為0至1V。我們可以看出，在輸入頻率為1Mhz時，輸入電壓波形和輸出電壓波形幾乎重合，輸出電壓是跟隨輸入電壓變化的。
我們使輸入信號的頻率不變，更改一下信號的幅值，將輸入信號的幅值改為0至5V,我們可以看到，輸出電壓的波形已經和輸出電壓波形有了相位偏移，說明輸出電壓變化已經跟不上輸入電壓信號的變化。
接下來，我們計算一下它的壓擺率。
SR=(用通道B的T1時刻電壓-通道B的T2時刻電壓)/(T2-T1)=17.24V左右，與數據手冊所給的20接近。
我們選擇運放壓擺率的經驗公式為SR=2*π*f*Vpk，其中f為運放輸入信號的頻率，Vpk是輸入的幅值電壓，比如輸入信號頻率為100khz，Vpk為5，可以計算得出：
SR=2*3.14*10*1000*5=3140000V/s=3.14V/us，OPA2350為22V/us是滿足條件的。
而像LMV358這種普通運放，壓擺率為0.6V/us，則滿足不了我們的設計要求。
七、增益帶寬積
OPA2350的增益帶寬積為38MHZ，是在增益G=1的條件下測試的，衰減為-3db。
仿真如下所示：
頻率為38MHz，輸入信號為0至2V，電路采用的是電壓跟隨器方式，紅色為信號發生器輸入電壓，紫色為運放輸出電壓，可以明顯看出，運放的輸出波形滯后于信號發生器的輸入波形，且輸出幅度有衰減。
由此可以計算一下，輸出的最大電壓為1.203V，與我們的輸入最大電壓相比，1.2/2=60%，衰減為40%，與理論給的30%接近，所以運放數據手冊所給出的增益帶寬積是在增益G=1，衰減為30%信號幅值條件下給出的。
如果我們增大增益，會提前出現30%的衰減現象。所以在選擇運放的時候，運放增益積要大于一個值，G=K*輸入頻率*增益放大倍數，k值一般取10。
比如，輸入頻率為10Khz，增益放大倍數為100，那么所需要的運放增益帶寬積應該為10M。
OPA2350的增益帶寬為38MHZ，滿足設計要求;而像LMV358，它的增益帶寬僅為1Mhz，滿足不了這個設計要求。
八、共模增益
1、使用基本差分成大電路;
2、兩個輸入端輸入相同的電壓，輸入零差模信號，觀察輸出信號;
3、注意頻率對共模增益的嚴重影響;
下面這張是OPA2350的數據手冊里面的共模抑制比數據圖：
在直流或者低頻信號的時候，它的共模抑制比很大，隨之頻率增加，共模抑制比迅速減小。
這里輸入電壓范圍為0至2V，一開始設置頻率為1MHz，將示波器改為交流耦合，來測輸入相同電壓時運放的輸出波形。
幅值為16uV左右，數據手冊表明，隨著輸入信號頻率的增加，共模抑制比減小(共模抑制比=輸入的共模電壓/運放輸出電壓)。
現在我們增大輸入信號的頻率，改為5Mhz，然后再來看一下輸出波形，幅值變為13uV左右。
此處是我不理解的地方，按照數據手冊上，輸入信號的頻率增大時，共模抑制比應該是減小，但我測得輸出卻是增大的……
以上就是運放幾個參數的分析過程了，內容可能有不對的地方，希望各位大牛指教，謝謝!
審核編輯：湯梓紅
工商網監
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