讓我們面對現實吧：模數轉換器 (ADC) 的工作方式不同。他們的模擬輸入是對電壓輸入敏感的設備，這讓射頻 (RF) 工程師對于如何將 ADC 與模擬輸入相匹配而摸不著頭腦。

更令人困惑的是，模擬輸入接口通常本質上是差分的，并且在內部采樣開關以光速打開和關閉時具有隨時間變化的輸入阻抗。該輸入阻抗被認為是 ADC 輸入帶寬上的真實電阻值，但當繪制在史密斯圓圖上時，跡線曲線只是繞來繞去。

在本文中，我將介紹與模擬輸入權衡相關的一些細節，以及如何根據模擬輸入網絡正確推導出 ADC 的滿量程范圍(以 dBm 為單位)。

一切都與凈空高度有關

很久以前，高速 ADC是在支持高達 10-Vpp 滿量程電壓擺幅的工藝節點上設計的。

它們甚至是單端的。設置 ADC 的基準為您提供了使滿量程范圍單極或雙極的一些靈活性。

如今，工藝節點很小(65 nm 或更小)，ADC 的內部模擬輸入前端偏置在 <2 V。這顯著降低了裕量，當信號鏈設計需要與1 或 2 Vpp 滿量程范圍，其中 RF 停止，ADC 開始。

今天，大多數高速 ADC 采用差分輸入。這意味著您只有四分之一的信號擺幅可以環繞共模電壓 (VCM) 偏置，或者每個模擬輸入處理一半的擺幅。圖 1說明了單端與差分信號的特性和定義

圖 1：單端與差分模擬輸入信號

ADC的模擬輸入VCM很重要，需要外部輸入網絡前端來滿足;否則，設備將面臨其他性能挑戰。

通過對信號擺幅進行差分劃分，該接口使您能夠在全量程范圍內(即 1 或 2 Vpp)保持較高的電壓電平;因此，模擬輸入的差分特性可實現更小的工藝節點。

全面權衡

一些 ADC 非常靈活，專門使用幾個(幾千個)串行外設接口 (SPI) 寄存器來改變滿量程擺幅。請記住，具有較大滿量程范圍的設計通常會產生更好的信噪比 (SNR)。但更好的 SNR 性能通常會降低無雜散動態范圍 (SFDR) 的諧波性能。

SNR 增加是因為信號擺幅現在可以更大，假設噪聲保持不變。相反，較小的滿量程范圍可實現更好的 SFDR(HD2 和 HD3);但是，SNR 有輕微的犧牲。見圖。2和3來理解這些權衡。

圖 2：最小滿量程值 (430-mVpp) = SFDR 增加

如圖2所示，輸入滿量程范圍從默認值 800 mVpp 變為 430 mVpp。這反映了 SFDR 或 HD2 和 HD3 的輕微增加。輸入滿量程值從默認的 800 mVpp 變為 1.0 Vpp 會導致 SNR 略有增加，如圖3 所示。注意圖 3與圖 2中的 HD2 和 HD3 下降。

圖 3：最大滿量程值 (1.0-Vpp) = SNR 增加

在任何一種情況下，您都可以通過優化滿量程值為您的應用“撥入”最佳交流性能。

其他 SPI 寄存器允許您更改輸入阻抗，可能將差分輸入上的輸入阻抗減半或加倍。這意味著您可以在設計前端時優化“匹配”網絡。輸入滿量程范圍的值將再次發生變化。并非所有 ADC 都提供這些功能，但有些提供這些功能，這比更改前端電路以適應不同應用或向前端網絡添加額外組件更容易。

全面擊穿

讓我們通過一個示例來說明在為 ADC 設計高速匹配網絡時所涉及的權衡取舍。平衡不平衡轉換器和前端網絡會給整個信號鏈增加損耗和額外的噪聲系數，因此在設計過程中了解輸入驅動的權衡和優化滿量程值是相關的。輸入驅動定義了在接口網絡(在本例中為無源巴倫網絡)前以滿量程驅動轉換器所需的信號量(以 dBm 為單位)。

在示例中，ADC 是德州儀器 (Texas Instruments) 的射頻采樣 12 位ADC12DJ5200RF，巴倫是 Marki Microwave 的 BAL-0009SMG。前端電阻網絡將巴倫的差分輸出連接到 ADC 差分輸入。參見圖 4。

圖 4：示例前端網絡

接下來讓我們做一些計算。如果您手邊沒有 dBm 計算器，我建議您將最新的圖形計算器應用程序下載到您的手機上。

ADC12DJ5200RF 的默認模擬輸入滿量程范圍為 800 mVpp (Vfs)，內部有 100Ω (R ADC ) 差分負載，以 dBm 計算(公式 1)：

P ADC = 10*log((Vfs/2/sqrt(2)) 2 /Radc/1e03) 或 10*log((800m/2/sqrt(2)) 2 /100/1e-3) = -0.97 dBm (1)

由于輸入網絡是差分的，因此處理數字可能會變得有些困難。但通過使用單端方法，ADC 輸入端的滿量程電壓值為 400 mVpp (Vfs/2) 或 -3.97 dBm。

通過使用如上所述的前端電阻網絡，您可以計算分壓器以了解實現 400-mVpp (Vfs/2) 滿量程值所需的損耗。

R ADC /2 = 50 Ω 和 Rs 形成電阻分壓器或 Va = (Vfs/2)*(((R ADC /2)+Rs)/R ADC ) = 0.47 V，這為您提供單端電壓輸入在盧比和室溫。

現在，讓我們計算巴倫輸出端的單端電壓(公式 2)：

Vb = Va*(((((R ADC /2)+Rs)||(Rt/2))+Rs)/(((R ADC /2)+Rs)||(Rt/2))) = 0.57 伏 (2)

您可以將此單端電壓設為差分電壓或 2*Vb 或 1.13 V = Vdiffbo。巴倫輸出的功率表示為公式 3：

Pbo = 10*log((((Vdiffbo/2/sqrt(2)) 2 )/R ADC )/1e-3) = 2.06 dBm (3)

現在是有趣的部分：要么查閱預期巴倫的數據表，要么在最近的四端口矢量網絡分析儀上測量巴倫并使用 SDS21。這將產生單端到差分測量并提供正確的巴倫插入損耗。在本例中，測量 BAL-0009SMG 在 1 GHz 時產生 4.2 dB 的損耗。見圖。

圖 5：Marki Microwave BAL-0009SMG 巴倫的 SDS21 插入損耗圖

將巴倫損耗與巴倫輸出端的輸出功率相加(電阻網絡損耗)決定了輸入驅動：2.06 + 4.2 或 +6.26 dBm;+6.26 dBm 是將巴倫初級上的模擬輸入信號驅動到 ADC 滿量程所需的輸入幅度。

因此，從上到下的總損耗為 6.26 + 0.97，即 7.26-dBm 損耗。還記得實現滿量程值的 P ADC方程(結果為 -0.97 dBm)嗎?將該結果也添加回來。

關于噪聲系數的快速說明：在設計模擬接收器鏈時，巴倫和前端網絡中的損耗也很重要。在這種情況下，噪聲系數添加將是找到的損耗或 6.26 dBm，這是 1.3 Vpp 的值與 800 mVpp 的默認滿量程值。這意味著接收器信號鏈中的額外噪聲系數為 20*log(1.3/0.8) = 4.22 dB。

現在，讓我們采用不同的方法：在實驗室中使用 ADC12DJ5200RF 評估模塊對其進行測量。使用信號發生器，撥入輸出電平，直到 ADC 非常接近 1 GHz 的滿量程值。在這種情況下，輸入滿量程值為信號發生器讀數的 +6.3 dBm。請記住，巴倫變化和電纜/連接器損耗可能會導致一些差異。見圖6。

圖 6： High Speed Data Converter Pro 快速傅立葉變換圖，顯示 -0.01 dBFS 的 1 GHz 未過濾中頻

結論

在設計模擬接收器前端時，了解 ADC 中的輸入驅動和滿量程范圍權衡至關重要。這里給出的用于分析前端的快速方法應該有助于將權衡保持在范圍內。如果您對此分析有任何疑問或反饋，請在下面發表評論。

審核編輯：湯梓紅