作者： Eric Newman;Rob Reeder

高采樣速率模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）通常用在現(xiàn)代無(wú)線接收器設(shè)計(jì)中，以中頻（IF）采樣速率采集復(fù)數(shù)調(diào)制的信號(hào)。這類設(shè)計(jì)通常都選用基于CMOS開(kāi)關(guān)電容的ADC，因?yàn)樗鼈兊牡统杀竞偷凸奶攸c(diǎn)很吸引人。但這類ADC采用一種直接連接到采樣網(wǎng)絡(luò)的無(wú)緩沖器的前端，這樣就會(huì)出現(xiàn)驅(qū)動(dòng)ADC的放大器的輸入跟蹤和保持阻抗隨時(shí)間變化的問(wèn)題。為了有效地驅(qū)動(dòng)ADC，使噪聲最低和有用信號(hào)失真最小，必須設(shè)計(jì)一種無(wú)源網(wǎng)絡(luò)接口幫助抑制寬帶噪聲，并對(duì)跟蹤阻抗和保持阻抗進(jìn)行變換以便為驅(qū)動(dòng)放大器提供更好的負(fù)載阻抗。針對(duì)幾種常見(jiàn)的IF頻率，本文中提出了一種諧振匹配方法，用于將跟蹤和保持阻抗轉(zhuǎn)換為比較容易計(jì)算的負(fù)載，從而實(shí)現(xiàn)抗鋸齒濾波器的精密設(shè)計(jì)。

開(kāi)關(guān)電容ADC

開(kāi)關(guān)電容ADC不帶緩沖器，以便能降低功耗。這種ADC的采樣保持放大器電路（SHA）主要包括一個(gè)輸入開(kāi)關(guān)、一個(gè)輸入采樣電容器、一個(gè)采樣開(kāi)關(guān)和一個(gè)放大器。如圖1所示，輸入開(kāi)關(guān)直接連接驅(qū)動(dòng)器和采樣電容器。輸入開(kāi)關(guān)閉合時(shí)（跟蹤模式），驅(qū)動(dòng)器電路驅(qū)動(dòng)輸入電容器，當(dāng)此模式結(jié)束時(shí)，輸入電容器開(kāi)始對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣（捕獲）。而當(dāng)輸入開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)（保持模式），驅(qū)動(dòng)器被輸入電容器隔離。ADC的跟蹤模式周期和保持模式周期大約相等。

圖1 連接到放大器驅(qū)動(dòng)器的開(kāi)關(guān)電容ADC簡(jiǎn)化輸入模型

圖2 AD9236在跟蹤和保持兩種模式下的不同輸入頻率

在SHA的跟蹤模式期間和保持模式期間，ADC輸入阻抗的狀態(tài)是不同的，這就很難使ADC的輸入阻抗與驅(qū)動(dòng)電路之間始終匹配。因?yàn)锳DC只能在跟蹤模式期間檢測(cè)輸入信號(hào)，所以在此期間輸入阻抗應(yīng)與驅(qū)動(dòng)電路匹配。輸入阻抗與頻率的關(guān)系主要由采樣電容器和信號(hào)通路中所有的寄生電容決定。為了精確地匹配阻抗，了解輸入阻抗和頻率的關(guān)系是非常必要的。圖2為AD9236在輸入頻率高達(dá)1GHz時(shí)的輸入阻抗特性。

藍(lán)色曲線和紅色曲線分別表示ADC輸入SHA網(wǎng)絡(luò)在跟蹤和保持模式下輸入電容阻抗的虛部（對(duì)應(yīng)右邊的縱坐標(biāo)）。在小于100 MHz時(shí)，電容阻抗的虛部從跟蹤模式下的大于4pF變化到保持模式下的1pF。輸入SHA網(wǎng)絡(luò)在跟蹤和保持模式下的輸入阻抗實(shí)部分別用橙色和綠色曲線表示（對(duì)應(yīng)左邊的縱坐標(biāo)）。正如預(yù)期的那樣，與保持模式相比，跟蹤模式下的阻抗值要低得多。帶緩沖器輸入的ADC阻抗在整個(gè)標(biāo)稱寬帶內(nèi)都保持恒定，而開(kāi)關(guān)電容ADC的輸入阻抗在最初的100MHz輸入帶寬內(nèi)會(huì)產(chǎn)生很大變化。

阻抗諧振匹配方法

為了有效地將有用信號(hào)耦合到ADC的理想奈奎斯特（Nyquist）區(qū)內(nèi)，必須要徹底了解ADC在有用頻率范圍內(nèi)的跟蹤和保持阻抗。有幾家ADC制造商已經(jīng)提供了供網(wǎng)絡(luò)分析使用的散射參數(shù)和（或）阻抗參數(shù)。輸入阻抗數(shù)據(jù)可用于設(shè)計(jì)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)，其有助于捕獲有用信號(hào)并抑制其他頻率范圍內(nèi)的無(wú)用信號(hào)。

如果知道了任何輸入系統(tǒng)的差分輸入阻抗，那么有可能設(shè)計(jì)出一個(gè)具有低信號(hào)損耗的電抗匹配網(wǎng)絡(luò)。輸入阻抗可以用復(fù)數(shù)ZIN=R+jX表示，其中R表示輸入阻抗中的等效串聯(lián)電抗，X表示虛串聯(lián)電抗，這樣就可以找到一個(gè)將這種復(fù)數(shù)阻抗變換成負(fù)載的等效網(wǎng)絡(luò)。通常，輸入阻抗被等效成一個(gè)并聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)。為了找到一個(gè)等效的RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，我們可以利用下述公式將阻抗轉(zhuǎn)換為導(dǎo)納。（1）

有許多軟件程序可以計(jì)算復(fù)數(shù)的倒數(shù)，例如Matlab和MathCad，甚至像Excel的較新版本都有此功能。

IF采樣和奈奎斯特區(qū)考慮

只有當(dāng)有用信號(hào)或頻率處于第一奈奎斯特區(qū)內(nèi)時(shí)才會(huì)進(jìn)行基帶采樣。但是，有些轉(zhuǎn)換器可以在高于第一奈奎斯特區(qū)的頻域內(nèi)采樣，這被稱作欠采樣或是IF采樣。圖3示出如何用相對(duì)于80 MHz采樣頻率（Fs）的140 MHz中頻來(lái)定義ADC的奈奎斯特區(qū)，信號(hào)實(shí)質(zhì)上處于第四奈奎斯特區(qū)內(nèi)。IF頻率的鏡像頻率可以映射到第一奈奎斯特區(qū)，這就好像在第一奈奎斯特區(qū)看到一個(gè)20 MHz的信號(hào)一樣。還應(yīng)該注意到大多數(shù)FFT分析儀，例如ADC AnalyzerTM，只能分析第一奈奎斯特區(qū)或0～0.5Fs的FFT。因此，如果有用頻率高于0.5Fs，那么鏡像頻率可被映射到第一奈奎斯特區(qū)或者常說(shuō)的基帶。如果雜散頻率也在可用帶寬內(nèi)，這樣就會(huì)使事情變得復(fù)雜。

圖3 奈奎斯特區(qū)的定義

那么，當(dāng)ADC偏離采樣頻率0.5Fs時(shí)怎能滿足奈奎斯特準(zhǔn)則呢？這里重述Walt Kester在ADI高速I(mǎi)C研討會(huì)技術(shù)資料中介紹的“奈奎斯特準(zhǔn)則”，即信號(hào)的采樣速率必須大于等于其帶寬的兩倍，才能保持信號(hào)的完整信息，該準(zhǔn)則也可見(jiàn)式（2）。

FS》2FBW （2）

其中，F(xiàn)s表示采樣頻率，F(xiàn)BW表示最高有用頻率。 　　這里的關(guān)鍵是要注意有用頻率的位置。只要信號(hào)沒(méi)有重疊并且留在一個(gè)奈奎斯特區(qū)內(nèi)，就可以滿足奈奎斯特準(zhǔn)則。唯一不同的是有用頻率的位置從第一奈奎斯特區(qū)到了高階奈奎斯特區(qū)。

IF采樣已經(jīng)越來(lái)越受歡迎，因?yàn)樗试S設(shè)計(jì)工程師去除信號(hào)鏈中的混頻級(jí)電路。這樣就能提高性能，因?yàn)闇p少了信號(hào)鏈中元件總數(shù)量，實(shí)際上降低了引入系統(tǒng)的附加噪聲，從而進(jìn)一步提高系統(tǒng)總的信噪比（SNR）。在某些情況下，這樣做還可以提高無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍性能（SFDR），因?yàn)橄嘶祛l級(jí)電路會(huì)降低本地振蕩器（LO）通過(guò)混頻器引起的泄漏。

在進(jìn)行IF采樣時(shí)，對(duì)高頻抗鋸齒濾波器（AAF）的設(shè)計(jì)是相當(dāng)重要的。在大多數(shù)情況下，AAF被設(shè)計(jì)在有用頻帶內(nèi)的中心。在IF采樣應(yīng)用中，恰當(dāng)?shù)臑V波器設(shè)計(jì)是至關(guān)重要的，以便低奈奎斯特區(qū)內(nèi)的低頻噪聲不會(huì)落入有用頻率所在的高階奈奎斯特區(qū)。而且，不良的濾波器設(shè)計(jì)會(huì)導(dǎo)致在本底噪聲的基帶鏡像出現(xiàn)過(guò)多的噪聲。圖4顯示了抗鋸齒濾波器的阻帶衰減特性。

很顯然，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍和帶通濾波器的階數(shù)有直接的關(guān)系。此外，系統(tǒng)的階數(shù)還依賴于系統(tǒng)的分辨率。分辨率越低，本底噪聲就越高，信號(hào)具有的混頻效應(yīng)就越小，因此對(duì)系統(tǒng)的階數(shù)要求就越低。但是，有些高階濾波器可能會(huì)在通帶中產(chǎn)生較多的紋波，這會(huì)對(duì)系統(tǒng)的性能起到反作用，因?yàn)槠湟l(fā)了相位失真和幅度失真。總之，在設(shè)計(jì)抗鋸齒濾波器時(shí)必須非常小心。

抗鋸齒濾波器設(shè)計(jì)

抗鋸齒濾波器有助于減少無(wú)用奈奎斯特區(qū)中的信號(hào)內(nèi)容，否則會(huì)產(chǎn)生帶內(nèi)信號(hào)混頻從而降低動(dòng)態(tài)性能。通常采用LC網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)抗鋸齒濾波器，而且必須要明確規(guī)范源阻抗和負(fù)載阻抗，以便獲得要求的阻帶特性和通頻帶特性。通常采用切比雪夫（Chebyshev）或巴特沃斯（Butterworth）多項(xiàng)式定義濾波器的傳遞函數(shù)。有幾種濾波器設(shè)計(jì)程序有助于簡(jiǎn)化這個(gè)問(wèn)題，例如NuHertz Technologies公司的Filter Free4.0或Agilent Technologies公司的ADS。另外，可以使用濾波器設(shè)計(jì)手冊(cè)來(lái)找到歸一化的原型濾波器參數(shù)值，然后根據(jù)要求的截止頻率和負(fù)載阻抗按適當(dāng)比例進(jìn)行設(shè)計(jì)。圖5（a）中提供了一個(gè)四階的歸一化原型濾波器實(shí)例。該濾波器遵循切比雪夫多項(xiàng)式，針對(duì)5:1的負(fù)載和源阻抗比，理論上可提供小于0.5dB的紋波。對(duì)于144MHz的截止頻率和600W的負(fù)載阻抗，其單端等效網(wǎng)絡(luò)如圖5（b）表示。大多數(shù)高速ADC都能夠利用差分輸入接口完成高動(dòng)態(tài)范圍IF采樣。因此有必要將單端網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換為如圖5（c）所示的差分網(wǎng)絡(luò)。在轉(zhuǎn)換為最終的差分網(wǎng)絡(luò)時(shí)，串聯(lián)阻抗實(shí)質(zhì)上被減半了（見(jiàn)圖5（d））。值得一提的是，試圖建立印制電路板（PCB）寄生元件模型以便選擇最佳的L和C值是很明智的做法。最終實(shí)現(xiàn)的網(wǎng)絡(luò)采用了比理論值稍低的電感值，以便適應(yīng)電路印制線的串聯(lián)電感。應(yīng)該注意的是圖5（c）中的負(fù)載現(xiàn)在用圖5（d）中的ADC接口代替，包括一個(gè)分流電感器和共模偏置電阻器。偏置電阻為每個(gè)差分輸入端提供所需的直流偏置，并且與原來(lái)的跟蹤阻抗和諧振分流電感器結(jié)合起來(lái)共同為負(fù)載提供濾波器。

考慮網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)Q是很重要的。負(fù)載和源阻抗的比例越大，就越需要注意元件Q值和布線的寄生效應(yīng)。通常需要采用一些經(jīng)驗(yàn)性的反復(fù)試驗(yàn)法來(lái)優(yōu)化網(wǎng)絡(luò)接口，以達(dá)到噪聲和失真性能的最佳組合。采用能精確地捕獲實(shí)際L和C寄生效應(yīng)的元件模型對(duì)網(wǎng)絡(luò)響應(yīng)進(jìn)行仿真是較為合適的。

測(cè)試性能

上例中的電路設(shè)計(jì)提供了優(yōu)良動(dòng)態(tài)性能（見(jiàn)圖6）。應(yīng)該注意在有和沒(méi)有適當(dāng)設(shè)計(jì)接口網(wǎng)絡(luò)兩種情況下 SFDR和總諧波失真的差異。諧振分流電感器轉(zhuǎn)換了ADC的原始阻抗，從而為濾波器提供可預(yù)測(cè)的負(fù)載阻抗。另外，分流電感有助于吸收所有的低頻閃爍噪聲和DC失調(diào)，不然它們會(huì)破壞0Hz頻率附近的本底噪聲?？逛忼X濾波器有助于抑制高頻寬帶噪聲，不然它們會(huì)造成帶內(nèi)混頻，而且它還有助于抑制驅(qū)動(dòng)放大器輸出端出現(xiàn)的高頻諧波。這樣就為工作在140MHz中心頻率的高IF采樣接收器提供了一種合適的解決方案。整個(gè)2MHz帶寬內(nèi)頻率響應(yīng)的均勻性小于±0.2dB，并且其組延時(shí)小于10ns。

圖6 在140MHz頻率下用AD82370驅(qū)動(dòng)AD9236前后的波形

圖7提供了一個(gè)低頻率案例。該解決方案適合于可用帶寬為5 MHz的雙倍向下變頻IF采樣設(shè)計(jì)，其群延時(shí)小于100ns，通帶紋波小于±0.25dB。在這種案例中，采用AD8351差分放大器驅(qū)動(dòng)14bit，65 Msps的AD9244 CMOS ADC。還可以將同樣的設(shè)計(jì)方法用于先前的案例，會(huì)使級(jí)聯(lián)本底噪聲改進(jìn)6dB以上，而SFDR可以提高10dB以上。

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