1、 功率放大器記憶效應產生原因及影響

功率放大器非線性特性產生的失真分量不恒定，例如三階或五階交調的幅度、相位會隨輸入信號幅度和帶寬的變化而改變。這種失真分量依賴于輸入信號幅度、帶寬的現象通常稱之為功率放大器的記憶效應。

輕微的記憶效應本身對功率放大器的線性度并無嚴重影響。即在雙音頻測試中，隨著音頻間隔的增加，如果放大器三階交調分量的相位旋轉不超過10o，且幅度起伏不大于0.5dB，此時功放的記憶效應不會明顯影響鄰近信道功率比，可以不予考慮。然而，當功率放大器的上下邊帶的ACPR（an adjacent channel power ratio，相鄰信道功率比）出現較大不對稱現象時，即使三階、五階交調分量的相位和幅度失真很小，也不能忽略記憶效應對放大器的影響。

2 、減弱功放記憶效應的基本思路

功放記憶效應使射頻預失真線性化功率放大器的效果有很大退化，為增強射頻預失真線性化功率放大器的穩定性和可靠性，需對所設計的功率放大器進行減弱記憶效應的相關處理。

降低記憶效應的基本想法是：通過附加電路濾除由包絡和二次諧波控制的三階交調分量。最簡便的方法是在四分之一波長傳輸線后面的偏置線上，添加輔助電路使包絡信號和二次諧波短路，但由于傳輸線的離散作用，使得這種方法難以實現寬帶短路。因此，短路電路網絡應當直接加在緊靠柵極和漏極的地方，而不必經過四分之一波長傳輸線才短路。短路網絡可使用LC串聯電路實現。

3、 采用附加電路法減弱功放記憶效應分析

使用附加電路濾除由包絡和二次諧波控制的三階交調分量，對減小功率放大器的記憶效應是有效的，現分析如下：

假設信號的中心頻率為f_{0}、帶寬為f_{U}-f_{L}，并帶有二次諧波和包絡分量。它的頻譜如圖1所示。

信號的中心頻率可表示為

f_{0}=\frac{f_{U}+f_{L}}{2}≈\sqrt{f_{U}f_{L}} （1）

晶體管的一種理想輸出端口匹配電路拓撲如圖2。

輸入端口的匹配電路拓撲同樣采用上面的結構。圖中包括濾除二次諧波和包絡的LC諧振回路和基波的最優匹配電路。為了使濾除二次諧波的LC諧振回路對二次諧波2f_{U}和2f_{L}具有相同的阻抗，則L2與C2組成的諧振回路須在頻率2\sqrt{ω_{U}ω_{L}}處振蕩，即

L_{2}C_{2}=1/（4ω_{U}ω_{L}）≈1/（2ω_{0}）^{2} （2）

假設濾除包絡的LC諧振回路和基波匹配電路的阻抗在二次諧波頻率處非常大，則輸出負載阻抗Z_{L}，_{ext}（2f_{U}）和 Z_{L}，_{ext}（2f_{L}）是共軛的，它們的模為

∣Z_{L，ext}（2f_{U}）∣=∣Z_{L，ext}（2f_{L}）∣=4πL_{2}（f_{U}-f_{L}） （3）

顯然，Z_{L，ext}（2f_{U}）和Z_{L，ext}（2f_{L}）與電感L2和信號帶寬有關。

為了將包絡信號短路，須使用一個大電容Cg。同樣地，假設濾除二次諧波的LC回路和基波匹配電路在信號帶寬頻率處的阻抗非常大，則Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）的模可表示為

∣Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2πL_{e}（f_{U}-f_{L}） （4）

若電感L2與Le的值相同，那么阻抗Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）將是Z_{L，ext}（2f_{U}）的二分之一。最后，需要匹配的優化基波阻抗為

jX_{opt}（ω）=［jωL_{2}+1/（jωC_{2}）］// jωL_{e}// jωC_{ds} （5）

其中ω_{L}≤ω≤ω_{U}，如果濾除二次諧波和包絡的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗非常小，則在實際中難以將這個優化基波阻抗匹配到實際的負載阻抗，故匹配的難度將限制L2、Le和C2的取值。根據要求，可以得到濾除二次諧波和包絡的LC諧振回路的最小阻抗值。因此，在設計短路網絡的時候，應注意使濾除二次諧波和包絡的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗要大于這個最小值。

4、 某軍用集群系統基站降低功放記憶效應的實現

軍用集群系統所用的頻率范圍一般為400~420MHz，其基站的功率放大器通常使用封裝后的晶體管，故實際中不得不考慮封裝引腳的電感效應。當和外部匹配電路配合使用時，封裝引腳的寄生電感具有改善晶體管的穩定性、增加有用帶寬的優點。以MRF5P21180HR6 LDMOSFET為例，這種晶體管由兩個90W的功率單元構成，能達到180W的功率峰值。封裝后單個功率單元的等效電路如圖3所示。

在包絡這種低頻下，小電容的阻抗非常大，并聯結構中可忽略不計。則針對包絡分量的阻抗和頻率ω、Lg1、Lg2和Ld2有關系，并可求出阻抗Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）和Z_{l，ext}（f_{U}-f_{L}）的表達式：

∣Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2π（L_{g1}+L_{g2}+L_{e}）（f_{U}-f_{L}） （6）

∣Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2π（L_{d2}+L_{e}）（f_{U}-f_{L}） （7）

另一方面，對于二次諧波分量，柵極和漏極外相應的阻抗Z‘_{S，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）和Z’_{L，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）的表達式為，

Z‘_{S，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）=-﹛1/jωC_{pad}/2）//［jωL_{g2}+ （jωL_{g1}//1/jωC_{g，mos}）］﹜（8）

Z’_{L，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）=？［1/（jωC_{pad}/2）//jωL_{d2} （9）

等式（8）、（9）很容易用包含串聯LC諧振回路的匹配電路實現，這是因為二次諧波分量的相對帶寬要比包絡分量的相對帶寬窄得多，故濾除包絡分量比濾除二次諧波分量的難度更大。因此，包絡分量對記憶效應的作用要比二次諧波分量更大。在實際應用中，由于包絡分量對功率放大器的記憶效應起主要作用，故一般只對濾除包絡分量的輔助電路進行優化，高頻下可用某些寄生參數較強的大電容（如鉭電容）來代替濾除包絡分量的串聯LeCe諧振回路。

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