1 AD7705簡介

AD7705是AD公司推出的16位∑－Δ（電荷平衡式）A/D轉換器。他包括由緩沖器和增益可編程放大器（PGA）組成的前端模擬調(diào)節(jié)電路、∑－Δ調(diào)制器及可編程數(shù)字濾波器等，能直接對來自傳感器的微弱信號進行A/D轉換。此外他還具有高分辨率、寬動態(tài)范圍、自校準，低功耗及優(yōu)良的抗噪聲性能，因此非常適用于儀表測量和工業(yè)控制等領域。

1.1 基本特性

AD7705的基本特性為：16位無丟失代碼；0.003％的非線性度；PGA可選擇1，2，4，8，16，32，64，128；8種增益；輸出數(shù)據(jù)更新速率可編程；具有自校準和系統(tǒng)校準功能，三線串行接口，可緩沖模擬輸入；低功耗。

1.2 引腳功能

AD7705的引腳排列如圖1所示，各引腳的功能說明如下：

SCLK：串行時鐘輸入。

MCLK IN：主時鐘輸入。時鐘頻率為500kHz－5MHz。

MCLK OUT：主時鐘輸出。

CS反：片選，低電平有效。

RESET反：復位。該端口為低電平時，可以將控制邏輯、接口邏輯、校準系數(shù)以及數(shù)字濾波器等復位為上電狀態(tài)；

AIN2（＋）、AIN2（－）：分別為差分模擬輸入通道2的正、負輸入端。

AIN1（＋）、AIN1（－）：分別為差分輸入通道1得正、負輸入端。

REF IN（＋）、REF IN（－）：分別為參考電壓的正、負端。為了確保元件的正常工作，REF IN（＋）端口的輸入信號必須大于REF IN（－）端的輸入。

DRDY反：邏輯輸出。低電平表示可以讀取新的數(shù)據(jù)轉換；高電平時不可讀取數(shù)據(jù)。

IDN，DOUT：分別為串行數(shù)據(jù)輸入和輸出端。

1.3 片內(nèi)寄存器

AD7705共有8個片內(nèi)寄存器，他們是通信寄存器、設置寄存器、時鐘寄存器、數(shù)據(jù)寄存器以及幾個測試和校準寄存器。這些寄存器的任何操作都必須先寫通信寄存器，然后才能對其他寄存器進行操作。

（1）通信寄存器

通信寄存器是一個8位讀/寫寄存器，寫入通信寄存器的數(shù)據(jù)決定下一次讀/寫操作在哪一個寄存器上進行，完成對所選寄存器的讀/寫操作后，該端口等待下一次寫操作，這也是通信寄存器的缺省狀態(tài)，如果在DIN為高電平時，寫操作持續(xù)的時間足夠長（至少32個串行時鐘周期），那么AD7705將返回該缺省狀態(tài)。

通信寄存器中的RS2，RS1，RS0為寄存器選擇位，他們決定對哪一個寄存器進行讀/寫操作，常用的寄存器主要有通信寄存器（RS2RS1RS0＝000）、設置寄存器（RS2RS1RS0＝001）、時鐘寄存器（RS2RS1RS0＝010）以及數(shù)據(jù)寄存器（RS2RS1RS0＝011）。R/W反為讀寫選擇位。該位確定對選定寄存器進行讀還是寫操作，“0”表示寫操作，“1”表示讀操作。CH1，CH0為通道選擇位，00選擇通道1，01選擇通道2。

（2）設置寄存器

設置寄存器是一個8位讀/寫寄存器，其中MD1，MD0為工作模式選擇位，MD1MD0＝00，01，10，11分別對應正常工作模式，自校準、零標度系統(tǒng)校準以及滿標度系統(tǒng)校準。G2，G1，G0為增益選擇位，G2G1G0＝000－111分別對應1，2，4，8，16，32，64，128八種增益。

（3）時鐘寄存器

時鐘寄存器是一個8位讀/寫寄存器。其中CLK為時鐘位。如果器件的主時鐘頻率為2.457 6MHz（CLKDIV＝0）或4.915 2MHz（CLKDIV＝1），該位置“1”，如果主時鐘頻率為1MHz（CLKDIV＝0）或者2MHz（CLKDIV＝1），該位置“0”，此外CLK還與FS1和FS0共同選擇器件的輸出更新速率。

（4）數(shù)據(jù)寄存器

數(shù)據(jù)寄存器是一個16位只讀寄存器，他用來存放AD7705的最新轉換結果。這里要注意：當對AD7705進行寫操作時，AD7705期望MSB（最高有效位）在前，但微控制器（如8051系列）首先輸出LSB（最低有效位），因此必須對數(shù)據(jù)進行倒序。不過同時還要注意：數(shù)據(jù)寄存器雖然是一個16位寄存器，但他由2個8位存貯單元組成，因此必須分成2個8位分別進行倒序。進行讀操作時同樣如此。

（5）測試寄存器

該寄存器主要用于測試，建議用戶不要隨便對其進行更改。

（6）零標度寄存器

（7）滿標度寄存器

2 校準

當環(huán)境溫度、工作電壓、增益或雙極/單極輸入范圍變化時，必須對AD7705進行校準，校準可通過對寄存器的MD1和MD0位編程實現(xiàn)，校準可去除偏置和增益誤差。

2.1 自校準

對于所選通道，無論使用何種校準模式，ADC的片上微控制器必須記錄2個不同模擬輸入狀態(tài)的調(diào)制器輸出，也就是“零標度”和“滿標度”點。通過這些轉換，微控制器可以計算轉換器輸入/輸出轉換函數(shù)的增益斜率，元件內(nèi)部通過33位分辨率決定16位的轉換結果。

自校準模式中，ADC決定內(nèi)部校準點，AD7705在內(nèi)部短接2個輸入端比如AIN（＋）＝AIN（－）＝Vref），以得到用以確定校準系系數(shù)的零標度點，只要模擬輸入引腳上的信號不超過正常范圍，他們就不會影響校準過程。而滿標度系數(shù)則可以在選定的增益下，通過輸入端施加電壓Vref來確定。

自校準可以通過寫設置寄存器中的MD1和MD0來實現(xiàn)（MD1MD0＝01）。在該校準模式中，可以通過DRDY來確定轉換何時結束且模擬輸入的轉換數(shù)據(jù)可用。校準初始化時DRDY為高電平，直到外部模擬輸入的轉換結果可用時才變?yōu)榈碗娖剑蔬^程必須考慮PGA的增益。

2.2 系統(tǒng)校準

系統(tǒng)校準通過寫設置寄存器中的MD1和MD0來實現(xiàn)，他分2步完成，可補償系統(tǒng)增益、偏移以及器件內(nèi)部誤差。在選定的增益下，先后在外部給AIN（＋）端施加零標度電壓和滿標度電壓，分別校準零標度點（MD1MD0＝10）和滿標度點（MD1MD0＝11）。根據(jù)零標度和滿標度校準的數(shù)據(jù)，片內(nèi)微控制器計算出轉換器的輸出/輸出轉換函數(shù)的偏移和增益斜率，對誤差進行補償。在單極性模式下，系統(tǒng)校準在轉換函數(shù)的零標度和滿標度之間完成；在雙極性模式下，標準在中點電壓（零差分電壓）和正的滿標度電壓之間完成。

2.3 現(xiàn)場校準

系統(tǒng)校準作為工廠校準的一部分，實現(xiàn)起來并不困難，然而由于校準過程中必須在2個模擬輸入端施加系統(tǒng)零標度和滿標度電壓，而現(xiàn)場的2種標度電壓并不容易確定，因此現(xiàn)場的系統(tǒng)校準實現(xiàn)起來要麻煩得多。這樣一來，用戶在進行工廠系統(tǒng)校準后，還必須考慮如何消除由現(xiàn)場溫度變化所延期的ADC漂移誤差。下面就介紹一種解決該問題的方法，他包括工廠校準和現(xiàn)場校準2個部分。

（1）工廠校準

在選定增益和輸出更新速率下，進行自校準；

讀取并存儲校準寄存器內(nèi)容，令偏移＝Z0，增益＝G0；

在選定增益和輸出更新速率下，進行系統(tǒng)校準；

讀取并存儲校準寄存器內(nèi)容，令偏移＝ZS，增益＝GS，將系統(tǒng)校準系統(tǒng)加載到ADC中，便可在現(xiàn)場使用該系統(tǒng)。

如果環(huán)境溫度變化，可以遵照以下方法對偏移和增益漂移進行校準。

（2）現(xiàn)場校準

在選定增益和輸出更新速率下，進行自校準，這里要注意：增益和輸出更新速率必須跟前面的自校準和系統(tǒng)校準保持一致；

讀取校準寄存器內(nèi)容，令偏移＝Z1，增益＝G1；

計算新的校準系數(shù)：ZN＝ZS＋（Z1－Z0）

GN＝ZS×（G1/G0）

將ZN與GN寫入校準寄存器。

該方法不僅保留了初始的系統(tǒng)校準，又對系統(tǒng)進行了調(diào)整，這樣便可消除ADC中由溫度漂移引起的誤差。不過該方法也只能消除由ADC引起的漂移誤差，對于由模擬前端信號鏈引起的漂移誤差則不起作用。

2.4 手動校準

在校準過程中，當輸入范圍不是正常輸入范圍時，校準過程中不能通過零標度和滿標度電壓進行系統(tǒng)校準，這時便可通過認為改變校準系數(shù)來解決該問題。下面便介紹如何改變系數(shù)，來適應輸入范圍不是0－Vref（±Vref）時的情況，首先，應該針對適當?shù)脑鲆妫斎敕秶⒏滤俾室约斑x擇的單/雙輸入模式，使用自校準程序進行校準。然后根據(jù)自校準得到的系數(shù)，計算出新的系數(shù)。

例如，如果所需電壓Vin表述如下：

Vin＝A×Vref＋B

式中B為偏移電壓，A×Vref為輸入間距。當短接輸入端進入零標度校準，且施加Vref進行滿標度校準時，A＝1，B＝0，當輸入范圍不是0－Vref（±Vref）時，可以遵照下面的步驟進行處理：首先減去偏移B，這樣便可以在模擬輸入電壓為B時得到0代碼，然后通過A×Vref來調(diào)整輸入范圍，這樣輸入Vin便可得到滿標度代碼。

手動校準過程大致如下：首先進行自校準，并讀取校準系數(shù)，定義Z0＝零標度系數(shù)，F(xiàn)0＝滿標度系數(shù)，接下來便可將Z0和F0代入下面的公式，求出適用于新的輸入范圍的新系數(shù)：

ZN＝Z0＋（B×220/（SPAN×F0/224））

FN＝F0/A

式中，SPAN為正常情況下的滿標度電壓間距，單極模式下等于Vref/增益，雙極模式下等于2×Vref/增益，B為偏移電壓（單位：V），A為相對于正常間距的縮放因子，為了確保元件正常工作，A的值必須位于0.8－1.05之間，至此，將ZN和FN寫入校準寄存器，器件便可繼續(xù)進行A/D轉換。

下面通過具體的實例進行說明，假如器件使用單極模式，自校準后AD7705的零標度系數(shù)為2 165 373，滿標度系數(shù)為5 416 211，由于使用單極模式，因此用作校準的電壓范圍為0－Vref，當使用5V電壓時，Vref等于2.5V，如果用戶所需模擬輸入范圍為0.2－2.6V，那么，B＝0.2，而A＝（2.6－0.2）/2.5＝0.96，這樣便可求出新的標度系數(shù)ZN和FN：

ZN＝2 165 373×（0.2×220/（2.5×5 416 211/224））＝2 425 218

FN＝5 416 211/0.96＝5 641 886

這里需要說明的是，只有當用戶清楚地了解期望輸入范圍的上、下限以及實際輸入間距與正常輸入間距之比時，才能使用這種方法。

使用該方法時，如果用戶能確保變量A位于0.8－1.05之間，那么AD7705能夠滿足數(shù)據(jù)手冊中的噪聲要求。例如，在單極模式中，當電壓為5V，更新速率為50Hz，增益為1時，AD7705的rms噪聲為4.1μV，其信號范圍為0－2.5V。在上例中，將輸入范圍改為0.2－2.5V。如果操作條件（更新速率、增益等）不變，那么噪聲仍為4.1μV。使用前一輸入范圍時，取整后的峰－峰分辨率為log（2.5V/6.6×4.1μV）/log 2＝16位，而更改后的峰－峰分辨率為log（2.4V/6.6×1.5μV）/log2＝16位，他同樣也進行了取整。

2.5 校準頻度

校準的頻繁程度通常由以下幾個因素決定：

（1）轉換器所需的精度；

（2）漂移特性對ADC性能的影響；

（3）系統(tǒng)的工作溫度。

當然還有其他一些因素也會對其產(chǎn)生影響，比如熱電偶的影響及增益漂移等。

通常，所需的精度越高，校準就越頻繁，進行校準后，高分辨率的轉換器將會附帶一些偏移與增益漂移誤差，比如，AD7705由溫度引起的偏移為0.5μV/℃。因此為了提高精度，有時也必須考慮寄生電偶的溫度效應以及器件外部的漂移源等。

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