該電路產生并控制光通信中雪崩光電二極管（APD）的低噪聲偏置電壓。該可變電壓通過控制APD的雪崩增益，優化光纖接收器的靈敏度特性。該電路采用低噪聲、固定頻率PWM升壓轉換器，帶有一個工作在非連續電流模式的電感。內部MOSFET的低開關速率降低了高頻電壓毛刺，降低了噪聲。本文給出了完備的電路，建議采用擴展電路。擴展電路采用ADC進行數字控制，允許微控制器讀取熱敏電阻的值、并根據查找表進行溫度補償。

雪崩光電二極管（APD）被作為接收器探頭用于光通信中。APD的高靈敏度和高帶寬受到了設計者的廣泛認可。APD工作時需要施加一個反向結壓，當接收到射線時就會產生電子空穴對。電子空穴對被外加電場收集并轉換為電流，電流強度正比于射線強度。

APD工作時施加在器件上的反向偏置電壓引發了雪崩效應，雪崩增益可通過改變偏壓進行調節。繼而通過改變雪崩增益得到最優化的光纖接收器靈敏度。然而，要得到滿意的雪崩增益，許多APD需要一個比較高的反向偏壓，大多在40V至60V范圍，有些甚至要求高達80V。

APD的缺點之一是雪崩增益會隨著溫度變化而改變，而且還受制造工藝的影響。因此，在一個典型系統中，如果要求APD工作于恒定增益，高壓偏置電源必須能夠改變，以補償因溫度和制造工藝而造成的雪崩增益變化。要獲得恒定的增益，APD電源一般來講必須具有大約+0.2%/°C的溫度系數，大約相當于100mV/°C。

有很多現成的方法可用于調節電源的輸出電壓，以便補償因溫度造成的APD增益漂移。APD模塊內含的溫度測量元件，例如熱敏電阻，可以被直接連接到電源來調節輸出電壓。有些系統中，也可以由微控制器（μC）讀取電阻值，然后向電源發出指令來調節偏置電壓。

圖1所示的APD偏置電源基于一個低噪聲、固定頻率PWM升壓轉換器（U1）設計，采用一個工作于非連續電流模式的電感。開關速度被有意減慢，以便降低高頻電壓毛刺。開關速度的降低減小了高頻di/dt和dv/dt速率，因而最大限度減小了通過電流環、PCB走線或元件管腳間的電容向周圍電路輻射或傳導的噪聲。

圖1. 從0至2.5V改變控制輸入電壓，這個低噪聲APD偏置電源可以產生從71V至24.7V的可調輸出電壓。

非連續電感電流工作模式利用跌落的電感電流自然地關斷二極管。MAX5026的開關頻率為500kHz，內部的橫向DMOS開關器件具有40V的極限耐壓，再加上外部由C3、C4、D2和D3構成的倍壓網絡，使輸出電壓可高達71V。

穩態時倍壓電路的工作過程如下：在導通時間內電容C2將電荷轉移給C3，同時L1被充電，LX引腳為低（內部DMOS導通）。隨著內部DMOS關斷，電感電流使D1和D3正向導通。這樣，加到電容C4上的總電壓為VC2和VC3之和。

MAX5026的特性對于該應用非常有利：

• 比較慢的內部FET上升和下降時間降低了di/dt和dv/dt噪聲耦合。
• 非連續電流電感工作模式使D1自然換流，本質上消除了二極管的反向恢復所帶來的高di/dt噪聲。
• 固定的500kHz PWM工作頻率產生預知的噪聲頻譜，更易于濾除。
• 高集成度帶來低成本和小尺寸。

圖1電路在5V輸入，71V輸出時，能夠提供1mA以上的輸出電流。圖2顯示了輸出電壓隨控制輸入電壓的變化曲線，圖3給出了該電路工作于三種輸出電壓時的效率曲線。

圖2. 該曲線顯示了圖1電路的輸出電壓隨控制輸入電壓的變化

圖3. 該曲線顯示了圖1電路的效率隨輸出電流的變化

輸出電壓可依據下面的關系設定：

VOUT = ［VREF × （R2 × R3 + R1 × R2 + R1 × R3） - VC × R2 × R3］/R1 × R3

其中，VREF = 1.25V，VC是控制輸入電壓。

圖1電路在輸出71V，驅動1mA負載電流時具有大約100mVP-P的輸出紋波。該項性能還可以通過在1μF陶瓷電容旁并聯一個低成本電解電容（10μF/100V，Nichicon VX系列）改善到低于20mV的水平（圖4）。如果想更進一步降低噪聲，可以采用附加的濾波手段。APD電源要求的典型噪聲電平在2mV上下。由于MAX5026的500kHz固定開關頻率，采用一個簡單的LC濾波器就可達到這個水平。

圖4. 該曲線顯示了圖1電路的輸出電壓紋波，VOUT = 71V、IOUT = 1mA，1μF輸出電容旁并聯10μF電解電容。豎軸為50mV/div，橫軸為200μs/div。

圖5所示的APD電源具有數字調節的輸出電壓。采用控制環路中的微控制器讀取熱敏電阻的值，實施溫度補償，通過查表對熱敏電阻進行曲線修正，并且補償APD因制造工藝而造成的增益變化。在此應用電路中，通過10位DAC （U2）從25V到71V調節輸出電壓時，將提供大約45mV的分辨率。

圖5. 這個低噪聲APD偏置電源的輸出電壓可數字編程，從25V至71V，步長45mV。