采用X9C103型數控電位器和CBB電容器改進調諧文氏電橋陷波器的設計

1、引言

測量非線性失真一般采用基波抑制法（單音法），可通過基波抑制網絡來實現。基波抑制網絡即陷波濾波器，可將基波電壓分量濾除。常見的有文氏電橋組成的RC陷波電路和雙T形電橋組成的陷波電路。

高性能的失真度測量儀必須使用高性能的陷渡器，它應能完全濾除基波而不衰減其他諧波。新式失真度測量儀產生的基波衰減或陷波深度可達100 dB甚至更大，而對諧波只產生l dB或更小的衰減。要獲得這樣高的性能，需要Q值很高的濾波器，而且調諧必須非常準確，通常采用的手動調諧幾乎無法實現。高性能的失真度測量儀可以自動調諧到基頻，其偏差只有百分之幾。失真度的測量主要是設計和選擇高性能的陷波濾波電路。

文氏電橋陷波器是失真度儀設計中最常用的器件，其基波衰減深度一般可達80 dB以上，但是老式的失真度儀中往往使用手動調諧的方式。在原來的手動調諧文氏電橋陷波網絡的基礎上進行了改進，設計了智能化數控調諧文氏電橋陷波器。

2、文氏電橋陷波的原理

由文氏電橋組成的基波抑制電路（陷波器）如圖l所示。電橋的元件參數關系為

采用X9C103型數控電位器和CBB電容器改進調諧文氏電橋陷波器的設計

因為Rl=2R2，對任一頻率信號，UAD=Ui/3。由計算可知：當輸入信號頻率f=fo時，UBD=Ui/3，則UAB=0。此時，電橋處于平衡狀態，輸出為O。當輸入信號頻率f偏離fo時，電橋失去平衡，則有電壓輸出。

文氏電橋無源濾波器電路的選擇特性很差。實際工作中，需要阻帶很窄、選擇性很強的陷波器，為此采用文氏電橋組成的有源陷波電路，如圖2所示。此時陷波的頻率為l kHz。

Al、A2是電壓跟隨器組態，均有緩沖隔離作用，具有高輸入阻抗和低輸出阻抗特性，對選頻電路的諧振頻率無影響，A1輸出的部分電壓反饋至A2的同相端，并經A2輸出到電橋橋臂。調節Rp可調節反饋量，從而改變Q值，以達到銳通帶選頻作用。若不加正反饋，在l kHz附近二次諧波的特性曲線就會下降，不能進行準確測量。如果反饋量與頻率特性有關，用可變電阻器Rp調整；如果衰減特性已調準，Q值已選定，則Rp可換成固定電阻器。在Al的反饋回路中加入電阻器R8是為了抵消輸入偏流，以減小直流漂移。C3的作用是抑制尖峰脈沖。

當f=fo時，電橋平衡，Al的輸出為0；f偏離fo時，電橋失衡，有輸出電壓。因此該電路能抑制基波，使諧波通過。

若取fo=l kHz，C=0.01μF，由R=l/2πfoC來計算R，求得R=15 kΩ。A1、A2均為集成運算放大器，可選NE5532A型。

高Q值的陷波器選擇性好。但中心頻率fo易偏移，會引起較大的測量誤差，因此，測量失真度時可采用二級甚至三級串聯調諧設計，使之具有中心頻率為±1％的衰減帶寬。

3、系統模塊

智能化數控調諧文氏電橋陷波器包括陷波頻率調諧文氏電橋、有效值檢波器、A/D采樣電路和單片機控制電路，如圖3所示。

在系統中，一個未知頻率的信號輸入文氏電橋之后，在某一個頻率點進行陷波，通過有效值檢波電路對文氏電橋輸出的殘余信號進行有效值檢波；A/D采樣電路對檢波后產生的直流電壓進行采樣，轉換成數字信號，并且將數據傳輸到單片機；單片機對此數據進行判斷，當采集到的直流電平為最小值時，文氏電橋的諧振中心頻率正好是所需的陷波頻率（即最接近基頻）；如果采集到的直流電平不是最小值，那么單片機將控制改變文氏電橋的電阻和電容，使其中心頻率接近基頻。通過以上過程實現了文氏電橋陷波器的智能化數控調諧。

圖3中的文氏電橋是在圖2的基礎上進行了改進。圖2中的R、C不再由單一值的電阻器和電容器組成，C由并聯的電容網絡構成，電阻R由數控電位器代替，R和C可以由單片機控制。

檢波的作用是將文氏電橋輸出的殘余信號轉換為可檢測的數值，提供給模數轉換器進行采樣并轉換成數字信號。

A/D采樣電路的作用是對有效值檢波輸出的模擬信號采樣，轉換成數字信號，然后由單片機進行處理。

單片機控制電路主要實現采樣后數據的處理、電容檔的選擇（控制繼電器的通斷）和數控電位器的控制。

4、系統設計與實現

4.l 文氏電橋

系統硬件電路中最關鍵的部分是文氏電橋。系統總體電路結構如圖4所示。本系統的目的是實現自動調諧陷波，因此，必須改進對文氏電橋諧振中心頻率起決定性作用的R和C，從固定值變成可在一定范圍內自動改變的變化量。考慮到雙聯可變電容器較難購買，且雙聯可變電阻本身又不十分精確、使用起來也不是很方便，所以采用分檔電容器實現諧振中心頻率粗調，數控電位器實現細調的方案。使用普通的獨石電容器，容值大的可用CBB電容器。采用比較容易購買的100抽頭X9C103型數控電位器，X9C103與單片機的接口是3總線方式，3個控制端口分別為U/D、INC和CS，實際設計中，3個端口分別與單片機的P2.O、P2.1和P2.2相連。X9C103的滑動頭帶有40 Ω的固定阻值，因此其實際阻值變化范圍是40Ω~10040Ω，步進量為100Ω。

分檔電容器與繼電器相連。使用雙刀單擲繼電器，每個繼電器控制2個容值相同的電容器。繼電器作為圖4中的開關，平時處于常斷狀態，由單片機控制繼電器的通斷以接通所需的電容檔，7檔電容對應7個繼電器，分別與單片機P1.0-P1.6口相連。各檔電容值的選取在此電路中相當重要，首先要考慮能否使頻率調諧范圍覆蓋系統要求的整個頻帶，每檔電容對應一定范圍的頻率，在單片機選定電容檔后，數控電位器的步進對應于頻率的步進量要小，以減小陷波中心頻率和基頻之間的誤差。在文氏電橋工作時，之后一檔電容被選通，這樣可減小繼電器對RC諧振網絡的干擾。考慮到以上3點，經過計算及實踐證明，在lOHz～1 MHz頻率范圍內選取了7檔比較合適的電容，如表1所示。

4.2 檢波與A/D轉換

考慮到在失真度測量中輸入信號本身就是不規則的失真信號，而由分立元件組成的有效值檢波電路是在檢測出信號的峰值后按照一定的關系計算得出有效值，一般只能用于檢測規則信號（諸如正弦波等信號），輸出誤差比較大，不適用于失真度儀，所以本系統交流檢測信號-直流有效值的轉換采用了AD536型轉換電路。AD536是美國ADI公司推出的專門用于真有效值-直流轉換的單片集成電路。它的性能與混合或模數器件相當甚至更優，而價格則低得多。AD536A可直接計算出任何包含直流的交流分量的復雜輸入波形的真有效值，并將其轉換成直流輸出信號。AD536A可廣泛用于標準正弦波或非周期、非正弦且疊加直流電平的各種噪聲及機械傳感信號的精確測量。為了減小輸出中的紋波成分，最好使用后向濾波器，如圖4中的R9、C18和C19起到了濾波作用。

在本系統中必須對每次文氏電橋諧振頻率調整后的輸出信號進行測量，并與前后的測量相比較，有了上述真有效值檢波，就可以直接檢測陷波后信號有效值的大小。筆者使用ADC0809型通用8位并行模/數轉換器將檢波后的直流信號轉換為2進制數據由單片機處理。ADC0809有8路模擬輸入通道，本系統只需使用一路。ADC0809的8位數據輸出端與單片機的P0口相連，CLK信號與單片機的ALE口相連，CE和START分別與單片機的P2.6和P2.7口相連，EOC與單片機的INT0端口相連。因為在本系統之前已經設計了1個ALC（自動電平控制）電路，對輸入文氏電橋的電壓幅值進行合理控制，所以ADC0809的參考電壓可取5 V，采用LM336-5型集成穩壓電源即可。

4.3 單片機控制

本系統選用了AT89C51型單片機。無論從成本、處理速度或存儲容量考慮，選用AT89C51都是很合理的。經過計算可知，當電容比較小時，數控電位器每改變100 Ω時的對應頻率改變量比較大，為了縮短調諧時間，程序設計從容值最小的電容器開始依次掃描，搜尋合適的陷波中心頻率。

系統啟動后，單片機程序首先初始化（即電容值選取0.22 nF，數控電位器為最小值40 Ω），然后單片機控制ADC0809進行采樣，讀取P0口數據進行處理。先對整個系統進行粗掃，也就是說先不改變數控電位器的阻值，只進行電容換檔，當程序掃描完整個7檔電容后，對ADC0809的數據進行比較，取最小值對應的電容檔作為系統所需要的檔。接著再用數控電位器進行精確掃描，X9C103有100個抽頭，但不可能再掃100次。在筆者編寫的程序中，設定掃描到1個數值之后再掃5個數值，如果這5個數值

都比前面那個數值大，那么那個數值就是最小值，其對應的數控電位器值就是所需的，系統就會穩定。X9C103接口是3總線式，通信協議比較簡單，編程較方便。圖5所示為本系統的軟件流程。