1、引言

在現代數字通信中，調制技術運用了非恒包絡調制方式，峰值和平均值相差較大，描述為峰均比（PAR），為了滿足線性度的要求，則往往采用功率回退的方法來達到線性度的提升。隨著功率的回退，放大器效率的效率也會大大的降低。將Doherty 技術運用到射頻功率放大器中，可以顯著的提高系統的效率。

傳統的Doherty 放大器提出了用一段1/4 阻抗變換線連接載波放大器和峰值放大器，從而改善功率放大器的效率，電路結構比較復雜。同時，還需在峰值放大器和載波放大器鏈路后面加入補償線，當小信號階段，峰值放大器后面的補償線用于將峰值放大器的小阻抗變換成大阻抗，實現開路狀態，使得Doherty 功率放大器在高功率和低功率狀態下都能夠很好的匹配負載阻抗，實現高效率。而本文中提出使用一種3dB混合電橋來替代傳統電路中的1/4阻抗變換線和補償線，使得電路更簡單，簡化調試過程，提高了生產可行性和系統可靠性。

2、Doherty 功率放大器的原理

Doherty 功率放大器這一概念首先由貝爾實驗室的William H.Doherty 提出的。起初它是應用于真空管放大器。經典Doherty功放的框圖如圖1 所示，電路中包括3dB功分器，兩段1/4波長微帶線和主功放、輔助功放。其中，輔助功放前的1/4波長微帶線實現了其電流相對主功放輸入電流相位滯后90 度，而主功放后面的1/4波長微帶線在補償了輸出相位差的同時，更重要的是起到了阻抗變換的作用。

圖1、Doherty功放的基本框圖

載波放大器工作在B類或者AB 類，峰值放大器工作在C類，當輸入信號比較小的時候，峰值放大器截止，只有載波放大器處于工作狀態；當管子的輸出電壓達到峰值飽和點時，理論上的效率可以達到π/4。如果這時候將激勵加大一倍，那么，放大器在達到峰值的一半時就出現飽和了，效率也達到最大的π/4 ，此時峰值放大器也開始與載波放大器一起工作。峰值放大器的引入，從載波放大器的角度看，負載減小了，因為峰值放大器對負載的作用相當于串連了一個負阻抗，所以，盡管載波放大器的輸出電壓已經飽和，輸出功率因為負載的減小卻持續增大（流過負載的電流變大了） 。當達到激勵的峰值時，峰值放大器也達到了自己效率的最大點，這樣兩個功放合在一起的效率就遠遠高于單個B 類功放的效率。單個B 類功放的最大效率π/4 出現在峰值處，現在π/4 的效率在峰值的一半（回退6dB）就出現了。所以這種結構可以達到很高的效率（圖2）。

圖2、載波、峰值放大器不同功率比對應的效率最高點

在實際應用中，在小功率輸入的情況下，Doherty 放大器的增益和單管相比，增益有較大幅度的下降。其原因主要是：由于峰值放大器匹配電路的影響，峰值放大器截止時，其等效阻抗并不滿足理想情況的無窮大。并且由于等效阻抗并不是理想的無窮大，造成載波放大器能量的泄露，降低效率。

為了解決Doherty 放大器在小信號的情況下，載波放大器不滿足截止的理想條件，通常會在峰值放大器和載波放大器鏈路輸入和輸出加入補償線（offset line），載波放大器后的補償線用于小信號時漏極大電流的實現，達到提前飽和提高效率的作用。峰值放大器后面的補償線用于將峰值放大器的小阻抗變換成大阻抗，實現開路狀態。因此，補償線的長短是否合適極為重要。在現代移動通信中，頻率動輒都是2GHz、3GHz，其1個波長僅僅幾十毫米，補償線幾個毫米的長短差別都會造成很大的性能上的差別，補償線的長短也是Doherty電路的調試難點。而輸入端的補償線主要作用則是為了兩路放大器可以在輸出合路的地方保持相同的相位，進行有效功率合成。

圖3、Doherty功放實際應用框圖

3、改進型Doherty 功率放大器原理

從圖1可見，傳統Doherty功放電路的輸出合路部分采用了分叉的合路器，圖中的虛線框部分，這個電路的S參數矩陣是

（1）

Doherty功放的輸出合路器還可以采用3dB混合電橋來做，如圖4所示

圖4、3dB混合電橋端口示意圖

3dB電橋的S參數矩陣是

（2）

［b］表示反射波，［a］表示入射波

當我們把隔離口開路時，b4=a4，代入到上式，并消去b4，a4，得到：

得到一個3端口網絡，這個3端口網絡的S參數矩陣為

（3）

和（1）式比較，僅涉及3端口的參數的相位有差異，如果我們把后一電路的3端口前加上90°相移，則這個電路的S參數和前一電路完全相同，也為（1）。如圖5，兩個電路是等效的。

圖5、輸出合路部分等效轉換圖

由于3口合路輸出是接50Ω負載，所以3口上的50Ω微帶對功放除了相位延遲外不產生其他影響。

如果我們把4口走一段微帶再開路，那么會是什么情形呢，我們可以把1、2端口的反射看著從4口反射回1、2口的，4口增加的微帶增加了反射路徑，一段路徑可以移到1、2端口上。于是，下面兩個電路是等效的，可以驗證它們的S參數矩陣是一樣的，如圖6所示。

圖6、3dB電橋等效轉換圖

就是說我們調整4口反射線的長度就相當于調整合路器前的微帶長度，而4口還可以短路（相當于增加了λ/4長度的開路線）或用電容來調整，不同的容量可以等效不同的微帶長度。由于Doherty功放需要仔細調整分叉合路器前的微帶長度，而采用了這種結構只需改變隔離器口的電抗就可以了，所以采用混合電橋輸出合路的Doherty功放調整更方便。全部的變換關系如圖7所示

圖7、3dB混合電橋完整轉換圖

4、改進型Doherty 功率放大器仿真驗證

我們選用DXY鼎芯提供的10W LDMOS功率放大管BLF6G21-10G，在ADS上進行仿真，通過對比其工作在CLASS AB狀態下的功率和效率，和采用改進型Doherty結構后的功率和效率進行對比，驗證了方案的可行性。

1）單管CLASS AB狀態下仿真

圖8、單管CLASS AB仿真原理圖

圖9、單管CLASS AB仿真結果

由上面的圖8和圖9可見，BLF6G21-10G在CLASS AB狀態下，其P1dB功率為41.3dBm，約12W左右，而其輸出功率為34dBm時，功率附加效率（PAE）為26.6%。

2）雙管改進型Doherty電路結構仿真

取兩個BLF6G21-10G，在輸入和輸出端通過兩個DXY 鼎芯提供的HC2100A03 3dB混合電橋合路，1個定義為主放大器（載波放大器），工作在CLASSAB狀態，另一個定義為峰值放大器，工作在CLASSC狀態，構成了Doherty結構，仿真過程和結果如圖10和圖11所示。

圖10、改進型Doherty仿真原理圖

圖11、改進型Doherty仿真結果

從圖11的仿真結果看，改進型Doherty電路的峰值功率達到了43.3dBm，輸出功率為37.3dBm時，效率達到了43%，與CLASS AB狀態相比，功率回退同樣6dB情況下，效率提高16.7%。

5、結論

通過從原理的推導，在理論方面論證了方案的可行性，再通過ADS進行仿真，從仿真結果上再次對方案的正確。傳統Doherty電路，其載波和峰值路均需要調整補償線的長短，電路復雜調試難度大，不利于批量生產等問題。改進型Doherty和CLASS AB電路基本一致，結構簡單，可靠性好，便于大批量生產，同時效率也得到了極大的改善，非常適合于WCDMA、CDMA2000、TDD-LTE和LTE-FDD等各種移動通信基站和直放站的應用，后續我們也將通過在DXY鼎芯實驗室制作實際產品來進行可生產性驗證。