1 引言

混合多電平逆變器的功率開關承受的電壓應力不同，因此同一拓撲中可以采用不同的功率器件，充分利用了功率開關各自的優(yōu)點。非對稱h橋是混合多電平逆變器中最基本、最典型的一類拓撲，其半橋的功率開關可以分別工作在基頻和高頻pwm方式，與傳統(tǒng)多電平逆變器相比，在輸出相同電平數(shù)的情況下，減少了功率器件，降低了開關損耗［1，2］。本文首先對非對稱h橋五電平逆變器進行了分析，利用其結構特點，提出一種通用的調制策略。最后以電容箝位型非對稱h橋拓撲為實驗平臺，對所提調制策略進行了實驗驗證。

2 非對稱h橋五電平逆變器

非對稱h橋拓撲是混合多電平拓撲中最基本、最典型的一類拓撲，其半橋的功率開關可以分別工作在基頻和高頻pwm方式，與傳統(tǒng)多電平逆變器相比，在輸出相同電平數(shù)的情況下，減少了功率器件，降低了開關損耗。目前最具有實用價值的三種五電平非對稱h橋有：雙向開關非對稱h橋、二極管箝位型非對稱h橋和電容箝位型非對稱h橋，分別如圖1（a）、（b）、（c）所示。圖1（a）的雙向開關型五電平逆變器通過雙向開關（s5和d1~d4）和h橋（s1~s4），將兩個直流電源e的電壓組合輸出五電平交流電壓；圖1（b）為二極管箝位型五電平逆變器，其左半橋為二極管箝位型三電平半橋，右半橋為兩電平半橋，而圖1（c）為電容箝位型五電平逆變器，其左半橋為電容箝位型三電平半橋。

傳統(tǒng)的多電平逆變器有三類：二極管箝位型、飛跨電容型、h橋級聯(lián)型，附表為五電平逆變器單相所需功率器件對比表，與傳統(tǒng)的三類五電平逆變器相比，前三類拓撲采用電壓應力為1:1的功率開關，導致拓撲所需功率開關最多；圖1的非對稱h橋五電平逆變器混合應用電壓應力比為1:2的功率開關，以較少的功率開關輸出五電平電壓，從輸出電壓電平數(shù)和所用功率開關數(shù)的角度來說，比前三類拓撲具有更大的優(yōu)勢。

3 通用調制策略

圖1中的非對稱h橋五電平逆變器已有的調制策略分別采用特定次諧波消去法［3］和方波-消諧波pwm合成調制策略［4］，前者在電機驅動場合的頻繁寬調速范圍過程中，開關轉換時刻的查表值與真實值之間會存在一定的偏差，后者需要把高、低頻功率開關的半橋進行分離調制，計算出高頻功率開關半橋的調制波，增加了調制策略的復雜性。針對這些問題，本文提出一種對非對稱h橋五電平逆變器具有通用性的調制策略。

3.1 通用調制策略原理

目前常用的“半橋”主要有三種類型：兩電平半橋hb1、二極管箝位型n電平半橋hb2、電容箝位型n電平半橋hb3。而將這三類“半橋”進行有序混合，構成通用非對稱h橋如圖2所示。圖中hbx’表示這個“半橋”相對于hbx以較少的耐高壓功率開關工作于階梯波調制方式，而hbx則以較多的低壓功率開關工作于pwm調制狀態(tài)，x為1、2、3，偶數(shù)m為直流電源的標么系數(shù)，輸出電壓的每個電平電壓為e。非對稱h橋的特點是，當pwm調制狀態(tài)的半橋hbx的功率開關承受e的關斷電壓應力時，右半橋hbx’的功率開關承受的關斷電壓應力最大需達到me，限制了其功率開關只能為低頻、耐高壓器件。而圖1中的三種非對稱h橋五電平拓撲是圖2的通用非對稱h橋當m=1時的特例。

圖2的通用非對稱h橋的右半橋工作在基頻方波調制時，其驅動信號與調制波的過零點同步。根據(jù)調制波所在正負區(qū)域的位置及左半橋hbx輸出電壓電平對應的開關狀態(tài)，確定出基波周期內(nèi)載波的分布狀態(tài)。而3種類型的“半橋”中功率開關呈互補對，因此載波數(shù)量即為左半橋hbx的功率開關互補對數(shù)量，也就是直流電源的標么系數(shù)m。圖3為非對稱h橋拓撲的通用調制策略，載波cm、cm’根據(jù)輸出電壓電平對應的開關狀態(tài)進行有序層疊分布。而正負區(qū)域內(nèi)，載波層疊的位置需根據(jù)輸出電平對應的開關狀態(tài)決定，調制波vref與其所在的載波ci層進行分層、分區(qū)pwm調制，得到對應功率開關si互補對的pwm驅動信號，使得非對稱h橋的uo輸出與載波ci對應的pwm電平層。而在此時間區(qū)域內(nèi)，其它功率開關均處于導通/關斷狀態(tài)。

3.2 非對稱h橋五電平逆變器的通用調制策略

由圖1的非對稱h橋五電平逆變器的工作機理可得，非對稱h橋的右半橋的功率開關均工作于基頻，左半橋功率開關驅動信號為pwm互補對，例如圖1（a）中功率開關s1、s5（或s2、s5）互補；圖1（b） 功率開關s1、s3互補且s2、s4互補；圖1（c）功率開關s1、s4互補且s2、s3互補。由圖3的非對稱h橋通用調制原理可得非對稱h橋五電平逆變器通用調制原理如圖4所示。非對稱h橋五電平逆變器在調制波的正半周期內(nèi)，需要2路垂直分布的載波c1、c2，調制波與這兩路載波進行spwm調制，分別對應得到非互補功率開關s1、s2的驅動信號，使得五電平逆變器輸出對應于載波c1、c2的兩個pwm電平層1、2。右半橋s5的驅動信號由調制波的過零點決定。在調制波的負半周期內(nèi)，載波交錯分布到調制波的負區(qū)域，完成負半周期的spwm調制，輸出pwm電平層1’、2’。

4 實驗結果

為了驗證非對稱h橋五電平逆變器的通用調制策略，本文以單相電容箝位型五電平非對稱h橋拓撲為實驗平臺，進行實驗驗證。直流母線電壓e=20v，載波頻率fc=2khz，調制波頻率fm=50hz，調制度ma=0.95，rl負載，r=100ω，l=63ml。

圖5為功率開關s1、s5驅動信號實驗波形，功率開關s1~s4均工作于高頻pwm狀態(tài)，功率開關s5、s6工作于基頻狀態(tài)。圖6為逆變器輸出電壓與箝位電容電壓實驗波形，uo為逆變器輸出的五電平電壓，uo為逆變器箝位電容電壓，由于正、負半周期地對箝位電容進行充、放電，使得電容電壓存在較小的波動，但通用調制策略使得箝位電容電壓達到了較好的平衡。圖7為逆變器輸出電壓與負載電流實驗波形，il為負載電流（電阻r兩端電壓），rl負載使得負載電流具有較好的正弦度。

5 結束語

本文對三種非對稱h橋五電平逆變器進行了分析，在此基礎上提出一種對非對稱h橋通用的調制策略，適用于三種非對稱h橋五電平逆變器。最后，通過單相電容箝位型五電平逆變器實驗平臺，驗證了所提方法的正確性與有效性。