電路功能與優勢

　　圖1所示電路是一款雙通道色度計，其具有一個調制光源發射器，各通道上有可編程增益跨阻放大器，后接一個噪聲非常低的24位Σ-Δ型模數轉換器（ADC）。 ADC的輸出連接到一個標準FPGA夾層卡。 FPGA從ADC獲得采樣數據，實現一個同步檢波算法。

　　通過使用調制光和數字同步檢波而非恒流（直流）源，系統可有力地抑制非調制頻率的噪聲源，提供出色的精度。

　　該雙通道電路以三種不同的波長測量樣本與參考容器中的液體的吸收光線之比。 這種測量方法構成許多通過吸收光譜測量濃度和表征材料的化學分析和環境監控儀器儀表的基礎。

　　圖1. 帶可編程增益跨阻放大器和鎖定放大器的雙通道色度計（原理示意圖： 未顯示所有連接和去耦）

　　電路描述

　　一個設置為用戶可編程頻率的時鐘利用一個恒流驅動器調制三種LED顏色中的一種，該恒流驅動器由運算放大器AD8615、開關ADG819和數字電位計 AD5201構成。分光鏡將一半光線通過樣本容器發送，另一半通過參考容器發送。 配置為跨阻放大器的ADA4528-1隨后將光電二極管電流轉換為輸出電壓方波，其幅度與從樣本或參考容器透射出來的光線成正比。 跨阻放大器利用單刀雙擲（SPDT）開關ADG633選擇兩個跨阻增益中的一個。AD7175-2 Σ-Δ ADC對電壓進行采樣，并將數字數據發送到FPGA進行數字解調。

　　FPGA首先將一個以數字方式生成的正弦波與LED時鐘同步，然后將此正弦波與ADC采樣數據相乘，從而實現同步解調。 此外，該正弦波的90°相移版本也與ADC數據相乘以獲得調制信號的正交分量。 這些操作的結果是產生兩個低頻解調信號，分別代表各通道接收光線的同相和正交分量。 一個窄帶FIR低通濾波器濾除所有其他頻率成分，這樣便很容易計算光電二極管測得的信號的幅度和相移，而與LED時鐘不同的頻率的光線或電氣噪聲則被抑制。 多路復用器ADG704將供電軌連接至三種顏色LED中的一個，用戶可以通過2位地址選擇測試波長。AD8615和NPN晶體管構成一個簡單的電流源，LED電流由下式給出：

　　其中：

　　VNON-INVERTING為AD8615同相輸入端電壓。

　　REMITTER為連接到晶體管Q3發射極的電阻值。

　　ADG819 SPDT開關連接到設定點電壓和地，其控制引腳連接到參考時鐘。 當時鐘在高低之間振蕩時，電流源的設定點從0 mA變為所需的輸出電流，從而產生一個方波信號。

　　數字電位計AD5201充當2.5 V基準電壓源的可編程電阻分壓器，使得LED電流共有33種不同的電流輸出設置。

　　樣本和參考容器各接收LED光能的一半，吸收的光量取決于每個容器中介質的類型和濃度。 每個容器另一側的光電二極管產生少量電流，數量與接收到的光量成比例。

　　每個接收器通道的第一級包含ADA4528-1運算放大器，該運算放大器配置為跨阻放大器，可將光電二極管輸出電流轉換為電壓。 ADA4528-1是一款自穩零放大器，其所導致的失調可忽略不計，無1/f噪聲，寬帶噪聲則非常低（5.9 nV/√Hz）。 像所有自穩零放大器一樣，在自穩零頻率處會出現一個噪聲尖峰。 對于ADA4528-1，該頻率約為200 kHz，但電路信號帶寬早在此之前即發生滾降。

　　運算放大器輸入偏置電流乘以輸出端的反饋電阻值，作為失調電壓。 運算放大器的輸入失調電壓出現在輸出端會被放大，其增益取決于反饋電阻和光電二極管分流電阻。 此外，運算放大器的任何輸入電壓失調都會出現在光電二極管上，導致光電二極管暗電流增加。ADA4528-1的失調電壓很低（2.5 μV），非常適合這種應用。

　　圖2顯示了一個帶單反饋電阻的典型跨阻放大器及其理想傳遞函數。

　　圖2. 跨阻放大器傳遞函數

　　由于某些受測溶液可能具有非常強的吸收特性，因此有時需要使用大反饋電阻來測量光電二極管產生的極小電流，同時要能夠測量與高度稀釋溶液相對應的大電流。 為了解決這一難題，圖1中的光電二極管放大器含有兩個不同的可選增益。 其中一個增益設為33 kΩ，另一個設為1 MΩ。 當單SPDT開關連接運算放大器的輸出端以便開關反饋電阻時，ADG633的導通電阻會導致跨阻增益誤差。 為了避免這個問題，圖3顯示了一種較好的配置，在該配置中，反饋環路內部的ADG633選擇所需電阻，同時第二個開關將系統下一級與所選反饋環路相連。 放大器輸出端的電壓為：

　　而不是

　　它表示增益誤差。 但是，由于其中一個ADG633位于反饋環路之外，該級的輸出阻抗即為ADG633的導通電阻（通常52 Ω），而非閉環工作時與運算放大器輸出有關的極低輸出阻抗。ADG633漏電流（典型值5 pA）引起的誤差可忽略不計。

　　哪怕諸如ADA4528-1這類最好的軌到軌輸出放大器，其輸出都無法完全擺動至供電軌。 此外，ADA4528-1上的輸入失調電壓可以為負，雖然其數值非常小。 運算放大器ADA4805-1不是通過一個負電源來保證放大器絕不削波，并且保證它能驅動至0.0 V，而是提供一個100 mV緩沖電壓來偏置光電二極管陽極和ADA4528-1。ADA4805-1非常適合用作基準電壓緩沖器，因為當驅動去耦用大容性負載時，它能保持單位增益穩定性。 另外還使用第二個ADA4805-1來緩沖用以設置LED電流的數字電位計AD5201輸出。

　　圖3. 可編程增益跨阻放大器

　　光電二極管放大器輸出電壓可在0.1 V至5.0 V范圍內擺動。對于33 kΩ范圍而言，4.9 V輸出范圍對應148.5 μA的滿量程光電二極管電流。 對于1 MΩ范圍，其對應4.9 μA的滿量程光電二極管電流。 使用1 MΩ的增益設置工作時，務必保護光電二極管不受外界光線影響，以防放大器飽和。 雖然下文所述的同步檢波方案能夠有力地衰減任何不與LED時鐘同步的頻率，但若ADC返回飽和數據，檢波方案將無法正常工作。

　　各通道的增益設置可通過FPGA板獨立選擇。

　　ADC采樣速率和調制頻率選擇

　　AD7175-2 ADC配置有sinc5+sinc1濾波器，輸出數據速率為250 kSPS，可采樣單周期建立對兩個通道采樣。這種配置使得各通道的有效采樣速率為25 kSPS（各通道每隔40 μs輸出數據）。 任何高于12.5 kHz的頻率（例如方波調制的奇數諧波）都會混疊回到ADC通帶中，只要其不是剛好位于調制頻率之上，同步解調級就會抑制這些頻率。 為了防止調制波形的混疊頻率折回到基頻，應根據以下關系選擇調制頻率：

　　其中：

　　FMODULATION為調制頻率。

　　FSAMPLE為ADC有效輸出數據速率。

　　n為整數（對應于調制頻率的諧波）。

　　例如在本系統中，有效輸出數據速率為25 kSPS，因此，如果需要1 kHz左右的調制頻率，該頻率必須是1020 Hz （n = 12）或943 Hz （n = 13）以避免混疊問題。 采樣這種方法選擇調制頻率，前端即無需使用陡峭的抗混疊濾波器。

　　數字同步檢波

　　本電路不是在硬件中實現同步檢波，而是獲得時間采樣數據并利用FPGA實現數字同步檢波。 圖4是FPGA中實現的數字同步檢波模塊的示意圖。 FPGA產生交流激勵信號驅動LED，以數字方式產生的正弦波在數字鎖相環中鎖定該信號。 輸入信號與數字正弦波和90°相移版本相乘，產生兩個低頻解調信號，其分別與輸入信號在調制頻率的同相和正交分量成正比。 如圖4所示，幅度為這兩個分量的平方和之根。 有關該解調技術的更多信息，請參閱“了解詳情”部分。

　　圖4. 包括FPGA同步檢波器的系統框圖

　　電源

　　EVAL-CN0363-PMDZ板由外部6 V至12 V直流電源供電。

　　電路的模擬部分由來自低壓差穩壓器ADP7102的AVDD = 5 V供電。 電路的數字部分由低壓差穩壓器ADP1720產生的IOVDD = 3.3 V供電。 或者，IOVDD也可以通過鏈路選項由PMOD連接器VCC提供。

　　2.5 V基準電壓由AD7175-2 ADC的內部2.5 V基準源提供。