D類放大器與開關模式電源的工作方式相似，其中輸出MOSFET可能是完全啟動(飽和)或完全關閉(切斷)的。其效果在于減小晶體管的功耗，并增加放大器的效率。不幸的是，開關時間和非交換時間中總會有損失(開關損耗和傳導損失)。

　　出現開關時間中的損耗是由于FET的上升時間和下降時間大于零。出現這種情況有幾個原因。第一，輸出晶體管不能瞬時交換。從漏極到源極的通道要求一段特定的形成時間。第二，晶體管柵源電容和寄生電阻的痕跡形成RC時間常量，也增加了上升和下降時間。

　　在非開關時間中的功耗是由于每個FET 的RDS(ON) 和晶體管中的電流導致的。

　　但從總體而言，D類放大器的損失是最小的，正是由于該器件的交換性質，才使放大器實現了高得多的效率。其開關技術是脈沖寬度調制 (PWM)，它可比較輸入模擬信號和高頻率三角波形(通常為250 kHz)，以生成輸出波形。該波形隨后驅動MOSFET H橋。隨后形成的差動波形是PWM方波信號，其占空比與音頻信號的振福成正比。來自H橋的信號通過輸出濾波器驅動喇叭，或直接連接至喇叭(參見TI的TPA2000D和TPA3000D無濾波器系列產品)。圖3顯示了D類輸出級就橋接式負載(BTL)配置而進行的典型配置。

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　　圖 1：D類放大器的典型配置

　　&n bsp; 調制方案在確定所需濾波器類型方面發揮著重要的作用。例如，第一代TI 的D類放大器要求LC濾波器。圖4顯示了第一種使用的調制方案類型。在本方案中，當無輸入信號時，差動PWM輸出信號的占空比為50%。這50% 的占空比不生成可以聽到的聲音，因為平均波形為零。但是，它會從喇叭吸收并使用大量電流，這會導致不必要的功耗。現在，隨著輸入電壓的增加，正極OUT+的占空也隨之增加，而負極OUT-的占空比則會減小。

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　　圖 2：傳統D類調制的輸出電壓和電流波形

　　就該類型的調制方案而言，應當實施二階Butterworth低通濾波器。如圖5所示，該濾波器采用了兩個電感和三個電容器作為典型的橋接式負載輸出。該濾波器主要作為電感，在電壓交換時使輸出電流保持一致，這減少了低狀態功耗或無輸入信號時的功耗。

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　　圖 3：典型的二階Butterworth濾波器設計

　　該濾波器的主要缺陷是其超大尺寸及外部器件成本。此類調制方案無需濾波器即可使用而不影響保真度。由于揚聲器既具電阻性又具電感性而且D類開關波形通過揚聲器產生高電壓，所以效率上的增益將受到損失。從而導致較高的電源電流，也喪失了D類帶來的效率優勢。

　　輸出的較高電感產生較低的靜電電流(無輸入的電源電流)，因為其限制了輸出紋波電流的數量。L1 與 L2 感應器以及 C1 電容器構成差動濾波器，每十進即以40dB的斜率衰減信號。開關電流主要通過 C1、C2及C3，揚聲器消耗的電流極少。

　　該濾波器還極大地減少了電磁干擾 (EMI)。EMI 是由電流瞬時變動產生的磁 (H) 場或差動電壓產生的電 (E) 場形成的。圖5中的濾波器包括共模及差動濾波器，所以其不僅可減少了磁場還可減少電場。

　　在TI 新一代的 D 類放大器 TPA2000D 以及 TPA3000D 產品系列中，調制方案經過修改，只產生非常短的差動功率脈沖，以避免無輸入信號時發生"擊穿"。就TPA2005D1 而言，這就使電源電流增加了不足3mA ，且負載在交換頻率上具有感應性及電阻性。圖6 顯示了TI 的無濾波器 D 類調制方案的輸出波形。

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　　圖 4：新一代D類調制的輸出電壓和電流波形

　　該創新性調制方案不再需要二階Butterworth低通濾波器，從而極大減少了系統成本以及解決方案尺寸。EMI可能還是一個問題，但實際的實驗室測試顯示，與放大器輸出串聯的鐵氧體磁環及接地電容器實際上起到了共模濾波器的作用，因此也減小了電場，換言之也減小了振幅或MHz范圍的交換和聲(見圖7)。典型使用的電容以及鐵氧體磁環值分別為1 nF和100 W @ 100 MHz。這有利于必須通過 FCC 和 CE 標準的電路，因為 FCC 和 CE 測試大于 30M HZ 的輻射量。

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　　圖 5：新一代D類調制的輸出電壓和電流波形

　　通過使用上述調制方法，由于正負輸出信號是同相的，因此負載的差動電壓在大多數開關周期都均為零伏。這極大降低了交換電流，從而也就消除了負載中的功耗。

　　結論

　　高級D類放大器的選擇范圍正在不斷擴大，也使得各種消費者終端設備(如平板顯示器、PDA、智能電話、移動電話、汽車無線電等)的設計者能夠提高功率性能，同時保持甚至減小尺寸和降低成本。D類放大器的時代使得設計人員能夠在各種產品中實施高性能音頻，給消費者帶來較以往更"低熱"的體驗。