近來，盡管LLC諧振轉換器設計頗為復雜，但由于具有某些出色的優勢而得到很多關注。比如，可通過零電壓開關(ZVS)實現高效率，在所有負載條件下工作頻率變化范圍很窄。LLC諧振轉換器廣泛用于家電、街燈充電器及其他各種電氣設備。大家知道，LLC諧振轉換器通過改變工作頻率來調節輸出電壓。一般而言，電壓轉換比，也就是ZVS工作區域中的增益值，理論上隨工作頻率的增加而減小。但實際上，在輕載條件下，工作頻率提高時，增益值也可能增大，而不是像理想增益曲線那樣減小。這種增益失真主要是由高頻變壓器上分布的寄生元素亦即諧振電感和雜散電容造成的。為了避免輕載條件下這種有害的輸出電壓增加現象，在設計階段必須考慮到這些寄生元素。

LLC諧振轉換器的工作原理
圖1所示為LLC諧振轉換器的基本電路。LLC諧振轉換器一般包含一個帶MOSFET的控制器、一個諧振網絡和一個整流網絡。其中，控制器以50%的占空比交替為兩個MOSFET提供柵極信號，并隨負載變化改變工作頻率，調節輸出電壓Vout，這被稱為脈沖頻率調制 (PFM)。諧振網絡由兩個諧振電感和一個諧振電容組成(L-L-C)。諧振電感Lr、Lm，以及電容Cr，主要相當于一個分壓器，其阻抗隨工作頻率的變化而變化，以獲得需要的輸出電壓，見式1。在實際設計中，諧振網絡可由一個采用如圖2所示的通用繞絲管(bobbin)或分段式繞絲管的高頻變壓器的磁化電感Lm和漏電感Llk構成。由整流網絡對諧振網絡產生的正弦波進行整流，然后提供給輸出級。

圖1? LLC諧振轉換器的基本電路

? (1)
式中，Vd是輸入電壓，Rac是負載電阻。

圖2 帶通用繞絲管的高頻電感和變壓器(a)和帶分段式繞絲管的集成變壓器(b)

雖然輸入電壓Vd實際上是由兩個MOSFET控制的方波，但根據基波近似原理，仍可將之視為正弦波。利用這種近似，電壓轉換比可表示為式2。
(2)
式中，而Rac與Vd可分別表示為與Vin/2。

在式2中可觀察到兩個諧振頻率，一個是由(Lm+Lr)和Cr決定的ωp，另一個是由Lr和Cr決定的ωr。利用該式，可獲得轉換器的電壓轉換比與頻率變化及負載的關系圖，亦即增益特性曲線，如圖3所示。

圖3? LLC諧振轉換器的電壓轉換比與工作頻率和負載變化的關系

在圖3中，每條曲線上，用符號‘+’表示的最高值被稱為“峰值增益”，其位于兩個諧振頻率ωp和ωr之間。隨著輸出負載越來越大，峰值增益的值逐漸減小，其位置向更高頻率移動。同時，用符號‘×’標注的ωr處的諧振增益卻是固定的，并不隨輸出負載的變化而變化。從增益曲線可看出，在ZVS區域，當加載在諧振網絡上的工作頻率增加時，增益減小，輸出電壓降低。

LLC諧振轉換器的實際電壓轉換比
圖4所示為一個具有雜散電容的LLC諧振轉換器的實際電路。雜散電容通常由變壓器繞組結構和次級端整流器的輸出電容決定。一般來說，在輸出端存在部分負載時，這些參數不影響增益曲線，然而，隨著負載阻抗Rac的增大，其對增益失真的影響會變得越來越顯著，最終導致轉換器的工作異常。

圖4? 帶雜散電容的實際LLC諧振轉換器

考慮到雜散電容，尤其是高頻變壓器初級端繞組上分布的雜散電容，L-L-C阻抗的分壓公式可表示如下：
?(3)
轉換器的電壓轉換比也可利用基波近似原理計算得到。
(4)
這里，而Rac和Vd可分別表示為和Vin/2。

式4中可觀察到3個諧振頻率。其中兩個諧振頻率與理想電壓轉換比情況中的相同；ωp和ωr分別由{(Lm+Lr)&Cr}和{Lr&Cr}決定。第三個是ωs，其由諧振電感和雜散電容(Lr+Cs)形成。圖5所示為利用該式得到的負載條件分別為20%、10%及空載時的電壓轉換比。從圖5可看出，當工作頻率增加時，電壓增益減小，但在工作頻率超過因Lr和Cr發生的諧振頻率之后，增益開始緩慢增加。隨著輸出負載減小，增益增加速度越來越快。若沒有考慮到這種實際情況，設計出的轉換器將無法控制輸出電壓。

圖5? LLC諧振轉換器的理想與實際的電壓轉換比與工作頻率和負載變化的關系

解決LLC諧振轉換器的增益失真問題
導致增益失真的雜散電容主要是高頻變壓器上分布的雜散電容，尤其是初級端繞組，故除非去掉繞組，否則是不可能避免增益失真的。高頻變壓器中的雜散電容通常隨每個繞組層之間的距離減小，以及/或繞組層數的增加而增加。減小雜散電容的簡單方法是加長初級端繞組層之間的距離，增加每層間的隔離帶，并減小繞組層數。不幸的是，這些方法都不能完全消除寄生電容。因此，需要一種簡單易行的方法來規避它而非消除它。

避免增益失真的方法如下。

1間歇模式工作
在由脈寬調制控制的傳統轉換器中，當空載條件下由于光電耦合器內置晶體管的飽和電壓致使控制器在某個范圍內無法調節輸出電壓時，間歇模式功能是大家熟知的輸出電壓調節方法之一。這種功能歷來不僅用于提高輕載效率，還能避免輸出電壓不受控的情況發生。LLC諧振轉換器也可以采用突發脈沖功能。圖6所示為采用了飛兆半導體專為諧振轉換器而設計的FSFR系列功率開關的典型LLC諧振轉換器及其突發工作模式的波形。最大和最小工作頻率很容易通過電阻Rmax和Rmin來設置。當工作頻率增加到由Rmax設置的最大頻率時，‘CON’引腳上的電壓降低到突發模式激活閾值，控制器進入間歇工作模式。因此，最大頻率應設置在寄生電容和漏電感造成的增益增加的開始頻率前面。這樣，若負載變輕，工作頻率增加至最大頻率，控制器就能夠在突發工作模式下調節輸出電壓，從而不產生任何增益失真。

圖6 采用FSFR系列功率開關的典型LLC諧振轉換器及其突發模式工作波形

2 增大M 因子
表1所示為在相同輸入/輸出電壓和電流電氣參數條件下，采用4和10的m因子設計的LLC參數實例。從表1可看到，m＝4時的諧振電感Lr比m＝10的高。如上所述，產生增益失真的諧振頻率ωs由Lr和Cs形成。如果Lr或Cs減小，會推動ωs向更高頻率移動。因此，在空載條件下，可以防止LLC轉換器的輸出電壓增加。

3增加虛擬電阻
消除增益失真最好、最簡單的方法就是增加一個虛擬電阻(dummy resistor)。如上所述，增益失真在輕載或空載條件下發生。增加一個虛擬電阻之后，LLC諧振轉換器所需的最大工作頻率將被置于增益失真開始頻率的前面。不過，這種方法不適用于待機功耗特別重要的應用，因為虛擬電阻會產生額外的功耗。該方法通常用于帶有輔助電源和LLC諧振轉換器的LCD TV電源。

LLC諧振轉換器因具有最佳設計流程等眾多出色的優勢而廣受關注。然而，由寄生電容和漏電感產生的增益失真卻鮮為人知。許多工程師，在碰到空載條件下輸出電壓增加這種失控情況時，就變得束手無策。而本文介紹的解決方案能夠防止增益失真，即使在空載條件下也能夠控制輸出電壓。