現(xiàn)代通信系統(tǒng)創(chuàng)新設計主要表現(xiàn)在直接變頻和高中頻架構，全數(shù)字接收機的設計目標要求模數(shù)轉換器(ADC)以更高的采樣率提供更高的分辨率(擴大系統(tǒng)的動態(tài)范圍)。在新興的3G和4G數(shù)字無線通信系統(tǒng)中，無雜散動態(tài)范圍(SFDR)和線性度都需要高性能的ADC來保證。幸運的是，在接收信號鏈路中，ADC的前級增益電路—緩沖放大器的性能在最近幾年得到了極大提高，有助于ADC確保滿足現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)的帶寬和失真要求。但是，緩沖放大器和ADC之間的匹配要求非常嚴格，深刻理解緩沖放大器對ADC性能指標的影響非常重要。

長期以來，得到無線通信系統(tǒng)設計工程師認可的理想數(shù)字接收機的信號鏈路是：天線、濾波器、低噪聲放大器(LNA)、ADC、數(shù)字解調和信號處理電路。雖然實現(xiàn)這個理想的數(shù)字接收機架構還要若干年的時間，但用于射頻前端的ADC的性能越來越高，通信接收機正逐漸消除頻率變換電路。從發(fā)展趨勢看，接收機的一些中間處理級會被逐步消除掉，但ADC前端的緩沖放大級卻是接收機中相當重要的環(huán)節(jié)，它是保證ADC達到預期指標的關鍵。信號鏈路的緩沖放大器是包括混頻器、濾波器及其它放大器的功能模塊的一部分，它必須作為一個獨立器件考察其噪聲系數(shù)、增益和截點指標。給一個既定的ADC選擇合適的緩沖放大器，可以在不犧牲總的無雜散動態(tài)范圍的前提下改善接收機的靈敏度。

定義動態(tài)范圍

接收靈敏度是系統(tǒng)動態(tài)范圍的一部分，它定義為能夠使接收機成功恢復發(fā)射信息的最小接收信號電平，動態(tài)范圍的上限是系統(tǒng)可以處理的最大信號，通常由三階截點(IP3)決定，對應于接收機前端出現(xiàn)過載或飽和而進入限幅狀態(tài)的工作點。當然，動態(tài)范圍也需要折衷考慮，較高的靈敏度要求低噪聲系數(shù)和高增益。然而，具有30dB或者更高增益、噪聲系數(shù)低于2dB的LNA其三階截點會受到限制，常常只有+10到+15dBm。由此可見，高靈敏度的放大器有可能在接收前端信號處理鏈路中成為阻塞強信號的瓶頸。在接收機的前端加入ADC后，對動態(tài)范圍的折衷處理變得更加復雜。引入具有數(shù)字控制的新型線性放大器作為緩沖器，能夠在擴展動態(tài)范圍的同時提高接收機的整體性能。

為了理解緩沖放大器在高速ADC中的作用，我們需要了解一下每個部件的基本參數(shù)及其對接收機性能的影響。傳統(tǒng)的接收機前端一般采用多級變頻，將來自天線的高頻信號解調到中頻，然后再作進一步處理。通常，信號鏈路會將射頻輸入轉換到第一中頻的70MHz或140MHz，然后再轉換到第二中頻的10MHz，甚至進一步轉換至第三中頻的455kHz。這種多級變頻的超外差接收機架構的應用仍然很廣泛，但考慮到現(xiàn)代通信系統(tǒng)所面臨的降低成本、縮小尺寸的壓力，設計工程師不得不盡一切可能去除中間變頻電路。長期以來，軍品設計工程師也一直都在探索實現(xiàn)全數(shù)字化接收機的解決方案，用ADC直接數(shù)字化來自天線和濾波器組的射頻信號。

近幾年，ADC的性能指標得到了飛速提高，但還沒有達到可以支持全數(shù)字化軍用接收機的水平。盡管如此，商用接收機的設計已經(jīng)從三級或更多級的變頻架構簡化到一次變頻架構。減少頻率變換級意味著ADC輸入將是較高中頻的信號，需要ADC和緩沖放大器具有更寬的頻帶。對ADC分辨率的要求取決于具體的接收機，對于一些軍用設備，例如有源接收機，10位分辨率即可滿足要求。對于當前和正在興起的商用通信接收機，比如3G、4G蜂窩系統(tǒng)，為了降低經(jīng)過復雜的相位和幅度調制的波形的量化誤差，需要ADC具有更高的分辨率。對于多載波接收機，通常需要14位甚至更高的分辨率，同時也要足夠的帶寬來處理整個中頻頻帶的信號。

如果一個接收機架構已具備高速、高分辨率ADC，那么關系到靈敏度和動態(tài)范圍的其它關鍵參數(shù)是什么呢？ADC常用SFDR作為其關鍵指標，SFDR定義為輸入信號的基波幅度與指定頻譜內(nèi)最大失真分量均方根的比。如輸入電壓幅度超出了所允許的最大值，采樣輸出波形將出現(xiàn)削波和失真。當輸入信號低于推薦的最小輸入值時，則不能有效利用ADC的分辨率，一個14位的ADC可能僅僅表現(xiàn)出了10位或12位器件的性能。

對于一個既定ADC，正弦波的最大輸入電壓(Vmax)可以由下式計算：

2Vmax = 2bQ 或 Vmax= 2b-1 Q

其中，b是ADC的分辨率，Q是每位量化電平的電壓。

對應于最大電壓的正弦波功率是：

Pmax = V2max/2 = [22(b-1)Q2]/2 = 22bQ2/8

最小電壓是對應1 LSB的幅度，可以由下式計算：

2Vmin=Q

對應功率為：

Pmin= V2min/2= Q2/8

動態(tài)范圍(DR)可以簡單地由下式計算：

DR = Pmax/Pmin= 22b

或采用對數(shù)形式表示：

DR = 20log(Pmax/Pmin) = 20blog(2) = 6b(dB)

或者每位6dB。

要得到一個ADC的SFDR，可以測量ADC的滿量程正弦信號，利用一個高精度DAC和頻譜分析儀測試ADC的輸出，并且比較輸出信號的最大基波成分與最大失真信號的電平。需要注意DAC的動態(tài)范圍一定要遠遠高于ADC的動態(tài)范圍，否則DAC的動態(tài)范圍會制約ADC SFDR指標的測試。目前，高速ADC的SFDR指標可以達到80到90dBc，通過給ADC輸入一個單音或雙音信號可以測得該項指標。對于雙音信號的性能分析，雙音信號可以在共同中頻中心頻率兩側選擇，頻率間隔1MHz，比如對于140MHz的中頻，雙音頻點選擇為139.5MHz和140.5MHz。

包括ADC在內(nèi)的接收靈敏度是噪聲的函數(shù)，而噪聲電平本身又是帶寬的函數(shù)。降低噪聲可以提高接收機的靈敏度。而有些噪聲是不可避免的，如熱噪聲。ADC的背景噪聲由熱噪聲和量化噪聲決定，這些噪聲限制了ADC的靈敏度。量化噪聲本質上講是模數(shù)轉換器的LSB的不確定性。一般來說，ADC的背景噪聲就是所允許的最低輸入信號。作為接收機，不僅僅通過SFDR來表現(xiàn)ADC的特性，滿量程噪聲比和信噪比(SNR)也很重要，ADC的最大SNR是其分辨率的函數(shù):

SNR = (1.76 + 6.02b) dB

實際上，它是滿量程模擬輸入的均方根與量化噪聲均方值的比。將ADC的采樣速率增加一倍，噪聲將分布到兩倍于前期帶寬的頻段內(nèi)，有效噪聲系數(shù)會降低3dB。確定ADC的SNR的最好方法是用一個精確的接收機和經(jīng)過校準的噪聲源進行測量，測量須考慮時鐘抖動和其它噪聲源，從而獲得實際的SNR值。

總諧波失真(THD)是在信號傅立葉頻譜上的所有諧波的均方根之和，前三項諧波集中了絕大部分的信號能量，對于通信系統(tǒng)來說，THD通常比靜態(tài)下的直流線性度更重要。大多數(shù)廠商給出的器件參數(shù)中包含了前4次，甚至前9次諧波的數(shù)據(jù)。