主要射頻指標包含：接收靈敏度、通信距離、三階互調(diào)、接收三階互調(diào)抑制、發(fā)射EVM、接收鄰道抑制、阻塞抑制、雜散惡化、發(fā)射寬帶噪聲。

1、接收靈敏度

首先確定基帶解調(diào)信噪比SNR、接收機噪聲系數(shù)NF，信號帶寬B。

接收靈敏度

Sr=(S/N)min=Pn+SNR=-174+10logB+NF+SNR ?（dBm）。

調(diào)幅信號的解調(diào)(SNR)AM=(SNR)Audio/M，M是幅度調(diào)制度。(SNR)Audio取14dB，M取30%，則

(SNR)AM=(SNR)Audio+10.5 (dB)=24.5 dB。

調(diào)頻信號的解調(diào)(SNR)FM=(SNR)Audio/GM，MF是調(diào)制指數(shù)，F(xiàn)M調(diào)制制度增益

GM= 3MF2?(1+MF)。MF=最大頻偏/音頻頻率， (SNR)Audio取14dB，Δfm=5kHz，W=3kHz，MF=1.667，GM=13.5dB，(SNR)FM=(SNR)Audio-13.5 (dB)=0.5dB。若解調(diào)方式有解調(diào)門限，應加上門限。

數(shù)字調(diào)制方式的解調(diào)門限(SNR)min通過仿真確定，或按理論公式計算得出。

2、通信距離

地面視距（km），這是地面視距通信的極限距離。

自由空間傳輸損耗

Loss=31.4+20logf（MHz）+20logD（m）。

發(fā)射天線增益Gt，接收天線增益Gr，發(fā)射功率Pt，接收靈敏度Sr，接收功率Pr=Pt+Gt+Gr-LOSS≥Sr。D≤10^?[(Pt+Gt+Gr-31.4-20logf-Sr)/20] 米。

輸出功率Po，IM3的相對幅度=2*(OIP3-Po)。

雙音的三階互調(diào)產(chǎn)生左、右兩個分量，若兩音A、B不等幅，A每降低1dB，離A近的IM3分量相對幅度降2dB，離A遠的IM3分量相對幅度降1dB。

3、接收三階互調(diào)抑制

三階互調(diào)抑制的定義：施加雙音干擾（RF信號，雙音干擾通過合路器合路，干擾功率扣除合路損耗），且三階互調(diào)干擾的頻率等于RF信號頻率，加大雙音干擾功率，當接收機對RF信號的接收靈敏度下降3dB時，雙音干擾的總功率PN（dBm）與接收靈敏度Gr（dBm）的差PN-Gr就是三階互調(diào)抑制（dB）。

因為當接收靈敏度下降3dB時，Input IM3的功率等于輸入熱噪聲功率PTh=-174+10logB+NF。

用仿真軟件算出接收機的IIP3，接收靈敏度為Gr，

IIM3=PTh=2*(PN-IIP3)+PN?=3PN?-2*IIP3??dBm，

則PN=(PTh+2*IIP3)/3。

或者用仿真軟件Appcad，加大輸入功率Input power，當Input IM3 Level=Sr+(SNR)min=MDS時，Input power- Sr就是三階互調(diào)抑制。

4、發(fā)射EVM

影響發(fā)射EVM主要有3個量：雜散、相位抖動、IM3，（忽略熱噪聲、量化噪聲），將這三個量當作噪聲，按功率疊加后計算SNR（倍數(shù)量，非dB值），。

5、接收鄰道抑制

影響接收鄰道抑制比有3個因素：倒易混頻、IF濾波器的鄰道抑制、ADC動態(tài)范圍。

接收鄰道抑制的定義：加大鄰道輸入功率（RF信號，鄰道干擾通過合路器合路，干擾功率扣除合路損耗），當接收機對RF信號的接收靈敏度下降3dB時，鄰道功率-RF信號功率就是鄰道抑制比（dB）。

倒易混頻完全是由LO的相位噪聲引起，所有寬帶輸入（只要包含該干擾鄰道，就算寬帶）混頻器的LO相位噪聲合成作為總LO相位噪聲Pφ（偏移n個鄰道）。

? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 倒易混頻頻譜

倒易混頻的計算：鄰道倒易混頻轉(zhuǎn)折點（天線口輸入功率）

Pin=Pφ(鄰道偏移)-(-174+NF)

這個功率就是使接收靈敏度下降3dB時的鄰道功率，接收鄰道抑制比ACS1=

Pφ(道鄰偏移)-(-174+NF)-Sr

影響鄰道抑制的第二個因素：ADC的動態(tài)范圍（= ADC的最大輸入功率-ADC噪聲功率）及IF濾波器的鄰道抑制，基帶能夠解調(diào)的必要條件：信號SNR大于門限。當信號SNR=(SNR)min時，ADC鄰道輸入功率PAC=ADC的最大輸入功率，那么鄰道抑制比

ACS2= ADC的最大輸入功率-ADC噪聲功率-SNR=(SNR)min

接收機的綜合鄰道抑制比ACS是ACS1與ACS2的合成：

ACS=10ACS1/10+10ACS2/10。

ADC干擾、信號頻譜圖示

6、阻塞抑制

阻塞也由2個因素引起：倒易混頻、信道的非線性。

倒易混頻的計算同鄰道抑制：阻塞倒易混頻轉(zhuǎn)折點：Pφ(干擾偏移)-(-174+NF)

阻塞抑制比：

Pφ(干擾偏移)-(-174+NF)-Sr

恒包絡(luò)調(diào)制：因信道飽和，使增益下降3dB時的干擾功率；

非恒包絡(luò)調(diào)制：可通過干擾的信道部分，因三階互調(diào)失真，當IM3≥-20dBc時，解調(diào)SNR迅速增加，將IM3=-20dBc作為阻塞的臨界點，算出輸入干擾功率作為阻塞起點，與接收靈敏度Sr的差就是阻塞抑制比。

倒易混頻與非線性得出的阻塞抑制比按功率合成作為接收機的綜合阻塞抑制比。

7、雜散惡化

幅度雜散在倍頻過程中不會惡化，相位雜散在倍頻過程中按20log倍數(shù)惡化。

LO通過Mixer泄漏后會產(chǎn)生雜散。

8、發(fā)射寬帶噪聲

寬帶噪聲由2個來源：相位噪聲、熱噪聲

發(fā)射信道增益GT+發(fā)射噪聲系數(shù)NF-174可以近似為發(fā)射熱噪聲。

嚴格的熱噪聲應該從中頻濾波器以后的信道算起。

發(fā)射功率+LO相位噪聲（多LO合成，dBc）=相位噪聲（dBm）。

總寬帶噪聲是熱噪聲與相位噪聲的合成。

審核編輯：劉清