圖 3. 對(duì)數(shù)均方根直流轉(zhuǎn)換器 AD8362。均方根直流轉(zhuǎn)換器的輸入信號(hào)施加于 VGA 輸入端。VGA 的輸出施加于低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。此檢波器的輸出與設(shè)定點(diǎn)電壓相比較，產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)，反饋至VGA的增益控制輸入端。

輸入信號(hào)施加于 VGA。VGA 的輸出施加于低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。此檢波器的輸出與 VGA 輸出信號(hào)的均方根電壓成比例。

固定參考電壓也稱(chēng)為目標(biāo)電壓，施加于完全相同的另一個(gè)低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器。兩個(gè)檢波器的輸出施加于誤差放大器/積分器，以產(chǎn)生誤差信號(hào)。誤差放大器的輸出施加于 VGA 的增益控制輸入端。VGA 的增益控制傳遞函數(shù)是負(fù)向的，即增大電壓將減小增益。

將小輸入信號(hào)施加于該電路時(shí)，信號(hào)路徑檢波器的輸出電壓將很小，導(dǎo)致驅(qū)動(dòng) VGA 的誤差信號(hào)越來(lái)越小。此誤差信號(hào)將繼續(xù)減小，而 VGA 增益則不斷增大，直到信號(hào)鏈檢波器的輸出與參考檢波器的輸出相等。

同樣，大輸入信號(hào)會(huì)產(chǎn)生越來(lái)越大的誤差信號(hào)，導(dǎo)致VGA的增益減小，直到信號(hào)路徑檢波器的輸出電壓與參考檢波器的輸出電壓相等。無(wú)論是何種情況，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到均衡時(shí)，均方根直流轉(zhuǎn)換器的輸入電壓均會(huì)建立在相同的值。因此，低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器只需非常小的工作范圍便可使該電路工作。

VGA 的傳遞函數(shù)為線性 dB，即 dB 增益與以V為刻度的控制電壓成比例。本例中，VGA 增益控制的斜率約為 –50 mV/dB。由此便得到一個(gè)適用于整個(gè)電路的對(duì)數(shù)傳遞函數(shù)（即 VGA 輸入與誤差放大器輸出的關(guān)系），即輸出電壓與輸入電壓的對(duì)數(shù)或均方根值成比例。請(qǐng)注意，此增益控制功能的溫度穩(wěn)定性對(duì)于均方根測(cè)量的整體溫度穩(wěn)定性十分重要。

3 高斯插值器

圖2 以一致性曲線的形式顯示了一個(gè)周期性紋波。此紋波的來(lái)源是高斯插值器。高斯插值器確定從可變衰減器采集信號(hào)的節(jié)點(diǎn)，然后將該信號(hào)施加于固定增益放大器，后者構(gòu)成 AD8362 VGA的輸出級(jí)。

衰減器和高斯插值器電路的簡(jiǎn)化原理示意圖如圖4所示。輸入梯形衰減器由多個(gè)部分組成，各部分均將輸入信號(hào)衰減 6.33 dB。信號(hào)通過(guò)可變跨導(dǎo)級(jí)從這些部分抽取。高斯插值器根據(jù)施加于可變衰減器控制端口的控制信號(hào)，確定哪些跨導(dǎo)級(jí)是有效的，從而決定施加于輸入信號(hào)的衰減量。

圖 4. AD8362 VGA 衰減器和高斯插值器。雖然高斯插值器的存在實(shí)現(xiàn)了輸出電壓與控制電壓之間的連續(xù)關(guān)系，但這種關(guān)系具有周期性紋波。

位于觸點(diǎn)之間的衰減水平要求相鄰跨導(dǎo)級(jí)同時(shí)有效，以根據(jù)跨導(dǎo)單元導(dǎo)通性能的強(qiáng)弱要求，產(chǎn)生這些觸點(diǎn)的加權(quán)平均值。為使觸點(diǎn)沿著衰減器滑動(dòng)，相鄰跨導(dǎo)級(jí)的電導(dǎo)以一定的方式變化，這就是一致性曲線中所觀察到的紋波的產(chǎn)生原因。

4 誤差信號(hào)的濾波

低動(dòng)態(tài)范圍均方根直流轉(zhuǎn)換器的平方單元產(chǎn)生一個(gè)直流分量和一個(gè)二倍輸入頻率的分量。這來(lái)自于下面的三角恒等式：

如果此信號(hào)是一個(gè)單頻正弦波，平方單元的輸出將是一個(gè)直流分量和一個(gè)二倍輸入頻率的正弦波信號(hào)。誤差放大器/積分器的主極點(diǎn)將濾除二倍頻率分量，僅留下直流分量。

如果輸入信號(hào)是一個(gè)寬帶信號(hào)，如 CDMA 或?qū)拵?CDMA(WCDMA)信號(hào)等，則直流分量將涵蓋直流至原始信號(hào)帶寬一半的范圍。因此，濾除二倍頻率分量之后，反饋至 VGA 的電路輸出仍然含有明顯的紋波，作為類(lèi)似噪聲的信號(hào)疊加在直流電平上。一般做法是加強(qiáng)誤差放大器的濾波，以顯著降低誤差放大器輸出端的信號(hào)上的噪聲。這將使整體電路產(chǎn)生無(wú)噪聲輸出。

5 消除傳遞函數(shù)紋波

圖5 顯示該電路利用此基帶噪聲消除紋波的一種可選配置。與圖 3 所示電路相比，積分器的外部濾波器電容顯著減小，但仍然相當(dāng)大，足以執(zhí)行有效的均方根計(jì)算。將寬帶信號(hào)施加于電路輸入端時(shí)，誤差放大器的輸出包含明顯的噪聲，但仍然以正確的均方根輸出電平為中心。將誤差放大器輸出端的噪聲電平至少設(shè)置為300 mV峰峰值，300 mV是VGA的R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)上相鄰抽頭之間的 dB 距離與 VGA 增益控制斜率的乘積（即50 mV/dB ×6 dB）。只要此輸出噪聲電平至少為300 mV峰峰值，則其實(shí)際值并不重要。

圖 5. 減小一般用來(lái)降低平方單元輸出噪聲的濾波器電容。該噪聲反饋至VGA，導(dǎo)致VGA的增益在至少6 dB范圍內(nèi)波動(dòng)。這往往會(huì)抵消VGA傳遞函數(shù)的紋波，進(jìn)而抵消整體電路傳遞函數(shù)的紋波。平方器輸出的噪聲在測(cè)量之前經(jīng)過(guò)外部濾波。

此信號(hào)經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單濾波后反饋至 VGA 控制輸入。此信號(hào)中的噪聲導(dǎo)致 VGA 的增益圍繞一個(gè)中心點(diǎn)波動(dòng)。VGA 的增益控制斜率為50 mV/dB。因此，噪聲將使VGA的瞬時(shí)增益發(fā)生約6 dB 變化。高斯插值器的游標(biāo)在R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)的大約一個(gè)抽頭上來(lái)回移動(dòng)。

增益控制電壓在高斯插值器的至少一個(gè)抽頭上不斷移動(dòng)，因此 VGA 輸出的均方根信號(hào)強(qiáng)度與 VGA 控制電壓之間的關(guān)系與 VGA 的增益控制紋波無(wú)關(guān)。現(xiàn)在，對(duì)施加于平方單元的信號(hào)進(jìn)行簡(jiǎn)單的AM 調(diào)制。但是，這種調(diào)制不會(huì)改變信號(hào)的峰均比。

由于濾波器電容較小，出現(xiàn)在誤差放大器輸出端的均方根電壓將包含明顯的峰峰值噪聲。雖然要求將此信號(hào)包括噪聲在內(nèi)原原本本地反饋至 VGA 增益控制輸入端，但可以使用簡(jiǎn)單的濾波器對(duì)進(jìn)入外部測(cè)量節(jié)點(diǎn)的均方根電壓進(jìn)行濾波，以產(chǎn)生大致上無(wú)噪聲的均方根電壓。

圖6 顯示了均方根直流轉(zhuǎn)換器的傳遞函數(shù)紋波減小情況。反饋至 VGA 增益控制端的噪聲電平為 600 mV 峰峰值，這似乎過(guò)大，因?yàn)橹恍枰阋栽?6 dB（R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)上的一個(gè)抽頭）范圍內(nèi)調(diào)整增益控制電壓的噪聲。然而，隨著擴(kuò)頻 CDMA 信號(hào)的呼叫負(fù)載量減小，信號(hào)的峰均比也會(huì)減小。這將導(dǎo)致檢波器輸出端的噪聲降低。因此，應(yīng)將峰峰值噪聲設(shè)置得較大，使它始終能涵蓋 R-2R 梯形網(wǎng)絡(luò)上的至少一個(gè)抽頭。請(qǐng)注意，誤差函數(shù)的峰值約在–57 dBm，這是用來(lái)測(cè)量傳輸至電路的功率的高動(dòng)態(tài)范圍均方根功率計(jì)頭的測(cè)量誤差所造成的。

圖 6. 高峰均比信號(hào)（單載波 WCDMA、測(cè)試模型 16、2.2 GHz）的傳遞函數(shù)紋波減小情況。峰值出現(xiàn)在–57 dBm 是由測(cè)量誤差造成的。

圖 7 顯示施加未調(diào)制的正弦波時(shí)該改良電路的傳遞函數(shù)。此時(shí)，傳遞函數(shù)紋波沒(méi)有減小。如上文所述，當(dāng)對(duì)平方單元施加正弦波時(shí)，輸出為二倍頻率分量和直流電平分量。正弦波屬于窄帶信號(hào)，不會(huì)出現(xiàn)接近于直流的噪聲樣電壓。消除二倍頻率分量后，就沒(méi)有交流分量可用來(lái)在某一范圍內(nèi)調(diào)整 VGA 的增益控制輸入。

圖 7. 對(duì)電路施加未調(diào)制(2.2 GHz) 的正弦波，傳遞函數(shù)紋波沒(méi)有減小，因?yàn)榈蛣?dòng)態(tài)范圍均方根檢波器輸出端沒(méi)有產(chǎn)生基帶擾動(dòng)。

6 在VTGT 上注入擾動(dòng)

圖 8 顯示了上述情況下可以使用的一種電路。調(diào)整 VGA 所需的擾動(dòng)信號(hào)耦合至參考電壓（也稱(chēng)為目標(biāo)電壓）。這將在誤差放大器的輸出施產(chǎn)生擾動(dòng)，并反饋至 VGA 增益控制輸入端。耦合至VREF 信號(hào)的擾動(dòng)信號(hào)既可以是噪聲，也可以是正弦波等相干信號(hào)。

圖 8. 可以將擾動(dòng)信號(hào)施加于 VTGT 引腳。當(dāng)輸入信號(hào)的峰均比較低時(shí)（例如正弦波），這種技術(shù)很有用。擾動(dòng)信號(hào)可以是正弦波或白色噪聲。

圖 9 顯示施加正弦波作為輸入信號(hào)時(shí)該電路的傳遞函數(shù)。此時(shí)，一個(gè) 500 mV 峰峰值、10 kHz 正弦波疊加于標(biāo)稱(chēng)值為1 V DC 的 VTGT 電壓上。所實(shí)現(xiàn)的傳遞函數(shù)紋波減小情況與WCDMA 信號(hào)相似。擾動(dòng)信號(hào)的頻率不是很重要。應(yīng)將它設(shè)置得足夠高，以便能輕松濾除輸出紋波，同時(shí)實(shí)現(xiàn)所需的脈沖響應(yīng)時(shí)間。

圖 9. 對(duì)于峰均比較低的輸入信號(hào)，將擾動(dòng)信號(hào)施加于 VTGT 輸入（500 mV峰峰值、10 kHz、直流電平= 1 V），同樣可以減小紋波。本例中，輸入信號(hào)為 2.2 GHz 正弦波。.

7 溫度補(bǔ)償

除了傳遞函數(shù)紋波所導(dǎo)致的測(cè)量不確定性之外，器件的溫度漂移也會(huì)導(dǎo)致（更大的）測(cè)量不確定性（圖 2）。不過(guò)，查看大量器件（圖 10）可以發(fā)現(xiàn)，溫度漂移的趨勢(shì)是一致的。溫度越低，輸出電壓越高。但是，漂移量則因器件而異。此外，漂移幅度隨著頻率而變化。附錄顯示了這些器件在其它頻率時(shí)的溫度漂移圖。

圖 10. 2.2 GHz 時(shí)不同器件溫度漂移的統(tǒng)計(jì)分布（平均值±(3 sigma)）顯示出這一規(guī)律：溫度較低時(shí)，輸出電壓變高；溫度較高時(shí)，輸出電壓變低。溫度漂移主要表現(xiàn)為截距移動(dòng)。

使用圖 11 所示的簡(jiǎn)單技術(shù)，可以進(jìn)一步減小器件的溫度漂移。如上文所述，AD8362 的輸出電壓漂移主要是由截距漂移引起的。隨著溫度提高，整個(gè)傳遞函數(shù)會(huì)下降，而斜率則相當(dāng)穩(wěn)定。因此，溫度漂移與輸入電平關(guān)系不大。通過(guò)這種基于特定輸入電平（如5 dBm）時(shí)的漂移進(jìn)行補(bǔ)償溫度的方法，將可以在完整動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)有效（圖 12）。

圖 11. 在對(duì)數(shù)放大器的輸出電壓上增加一個(gè)具有正溫度系數(shù)的小偏移電壓，可以進(jìn)一步減小 AD8362 的低溫度偏移。

圖 12. 使用簡(jiǎn)單的截距溫度補(bǔ)償方案，可以顯著減小 AD8362 的溫度漂移。本例中補(bǔ)償?shù)氖?.2 GHz 在5 dBm 時(shí)的漂移。由于溫度漂移主要是截距移動(dòng)，因此可以在整個(gè)范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)良好的性能。

該補(bǔ)償方案很簡(jiǎn)單，依靠精密溫度傳感器 TMP36 驅(qū)動(dòng)電阻分壓器的一端，AD8362 驅(qū)動(dòng)另一端，輸出位于中心抽頭。TMP36 在 25°C 時(shí)的輸出電壓為 750 mV，溫度系數(shù)為 10 mV/°C。隨著溫度提高，AD8362 的輸出電壓下降，TMP36 的輸出電壓則升高。所選擇的 R1 和 R2 應(yīng)確保電阻分壓器中心點(diǎn)的電壓不隨溫度而變化。實(shí)踐中，R2 比R1 大得多，因此電路的輸出電壓非常接近AD8362 VOUT引腳的電壓。

8 選擇 R1 和 R2

電阻比 R1/R2 由 AD8362 在目標(biāo)頻率的溫度漂移決定。選擇特定輸入電平時(shí)的漂移，以便在該電平時(shí)實(shí)現(xiàn)最佳精度。在所示的例子中，R1 和 R2 是根據(jù) 5 dBm 輸入電平時(shí)的漂移來(lái)選擇。根據(jù)以下方程式選擇 R1 和 R2：

其中10 mV/°C 是 TMP36 的溫度漂移，AD8362 的溫度漂移用 mV/°C 表示。用dB/°C表示的溫度漂移乘以對(duì)數(shù)斜率可換算為mV/°C。例如，900 MHz 時(shí)的漂移為 –0.008 dB/°C（5 dBm時(shí)），乘以斜率50 mV/dB 便得到–0.4 mV/°C。表I 顯示了頻率為 900 MHz、1900 MHz 和 2200 MHz 時(shí) R2、R1 值的計(jì)算結(jié)果。

表 I. R1 和 R2 的計(jì)算

9 紋波減小和溫度補(bǔ)償組合電路

溫度補(bǔ)償和傳遞函數(shù)紋波減小這兩種方案可以合并，構(gòu)成一種高度線性、溫度穩(wěn)定的均方根檢波器。

圖13給出了該電路的原理圖，兩個(gè)補(bǔ)償電路通過(guò)一個(gè)運(yùn)算放大器緩沖器隔開(kāi)。

圖 13. 擾動(dòng)減小方案和溫度補(bǔ)償方案可以合并，構(gòu)成一種具有低溫度漂移和出色傳遞函數(shù)線性度的電路。

圖14顯示了此電路在 2.2 GHz 和 –40°C、+25°C、+85°C 時(shí)測(cè)得的傳遞函數(shù)。在 60 dB 范圍內(nèi)，測(cè)量誤差約為±0.5 dB。上文已說(shuō)明，誤差尖峰出現(xiàn)在約 –57 dBm 是由測(cè)量所用的高動(dòng)態(tài)范圍均方根功率檢波器頭對(duì) AD8362 的輸入信號(hào)測(cè)量不足引起的。

圖 14. 紋波減小方案和溫度補(bǔ)償方案合并后的電路，在約 60 dB 的范圍內(nèi)，其測(cè)量線性度約為± 0.5 dB（低功率時(shí)的過(guò)大誤差是由測(cè)量誤差引起的）。

10 結(jié)論

AD8362 是一款60 dB 對(duì)數(shù) TruPwr? 檢波器，雖然它具有出色的基準(zhǔn)性能，但仍然可以進(jìn)一步改善其測(cè)量精度。所用的技術(shù)簡(jiǎn)單易行，涉及到電阻、電容和溫度傳感器。器件之間的溫度漂移具有可重復(fù)性，因此可以大規(guī)模使用這些技術(shù)。

附錄

圖 15. 對(duì)數(shù)法則一致性與輸入幅度的關(guān)系，平均值±( 3 sigma)，正弦波，頻率為 900 MHz，溫度為 –40°C、+25°C 和+85°C。

圖 16. 對(duì)數(shù)法則一致性與輸入幅度的關(guān)系，平均值±( 3 sigma)，正弦波，頻率為1900 MHz，溫度為–40°C、+25°C 和+85°C。

AD8362

●? ? ?完整的、經(jīng)過(guò)全面校準(zhǔn)的測(cè)量/控制系統(tǒng)

●? ? ?精確的均方根至直流轉(zhuǎn)換（50 Hz至3.8 GHz）

●? ? ?輸入動(dòng)態(tài)范圍大于65 dB：?52 dBm至+8 dBm (50 Ω)

●? ? ?與波形和調(diào)制無(wú)關(guān)，如GSM/CDMA/TDMA等

●? ? ?線性dB輸出，調(diào)整比例：50 mV/dB

●? ? ?法則一致性誤差：0.5 dB

●? ? ?所有功能均具有出色的溫度和電源穩(wěn)定性

●? ? ?工作電壓：4.5 V至5.5 V (24 mA)

●? ? ?省電功能：1.3 mW
編輯：hfy