Circuits from the Lab參考電路是經過測試的參考設計，有助于加速設計，同時簡化系統集成，幫助并解決當今模擬、混合信號和RF設計挑戰。

連接/參考器件

ADF4351

集成VCO的35 MHz至4400 MHz寬帶頻率合成器

ADL5801

10 MHz至6 GHz寬帶有源混頻器

AD8368

800 MHz、線性dB VGA，內置AGC檢波器

ADL5902

50 MHz至9 GHz、65 dB TruPwr?檢波器

頻率選擇、RMS響應、90 dB動態范圍、35 MHz至4.4 GHz RF檢波器

電路評估板

ADF4351評估板（EVAL-ADF4351EB1Z）

ADL5801評估板（ADL5801-EVALZ）

AD8368評估板（AD8368-EVALZ）

ADL5902評估板（ADL5902-EVALZ）

EPCOS B5249 SAW濾波器評估板或等效產品

電路功能與優勢

本電路是一個頻率可調射頻（RF） 檢波器，提供90 dB檢測范圍，工作頻率是從35 MHz到4.4 GHz。 與不區分頻譜中信號的獨立檢波器不同，本電路能夠專注于一個較窄的頻帶，在指定范圍內提供增強的性能。 該檢波器電路提供RMS響應，具有出色的溫度和頻率穩定性，對需要精確頻率、選擇性RF功率測量的應用非常有吸引力。 本電路還能很好地抑制無用阻塞信號。 圖1顯示了該電路的原理示意圖。

圖1. 頻率選擇RF檢波器

電路描述

該檢波器電路由RMS檢波器、可變增益放大器（VGA）、SAW濾波器、混頻器和頻率合成器組成，提供90 dB檢測范圍和出色的頻率/溫度穩定性。 圖2顯示當輸入功率以900 MHz掃描時檢波器電路的傳遞函數。 采用4點校準法可獲得最佳線性度，校準點為：+13 dBm、?50 dBm、?65 dB和?75 dBm。 也可采用2點校準法，但在輸入功率范圍內線性度會有所下降。

圖2. 不同溫度下頻率選擇RF檢波器的傳遞函數

動態范圍增強

電路使用的ADL5902檢波器本身即可提供65 dB的檢測范圍，工作頻率是50 MHz至9 GHz。AD8368 VGA可擴展功率范圍的上限和下限。 VGA與檢波器之間的窄帶SAW濾波器可濾除VGA和混頻器的噪聲，使下限靈敏度最大。電路筆記CN-0340更詳細地說明了這種動態范圍擴展機制。 然而，這種范圍擴展會限制濾波器通帶頻率范圍的操作。 用寬帶頻率轉換網絡結合CN-0340電路可使整個電路具有頻率選擇特性。 在圖1所示電路中，ADL5801混頻器與ADF4351頻率合成器配對，將35 MHz至4.4 GHz的輸入信號轉換為140 MHz，即SAW濾波器的通帶頻率。電路筆記CN-0239說明了該電路所用的無縫寬帶混頻器與本振接口。

利用混頻器ADL5801的VSET引腳優化混頻器偏置電平，可進一步增強電路動態范圍。 通常，ADL5801混頻器以3.6 V的VSET電平工作，導致混頻器偏置電平較高，IP3相應地也很高。 但是，這一工作點會引起噪聲系數降級，從而限制輸入靈敏度。 混頻器以2.0 V的最小VSET電平工作可改善噪聲系數，但這會影響混頻器的P1dB，限制動態范圍的上限。 因此，混頻器需要采用自適應偏置機制來優化高低兩種功率水平下的電路檢測范圍。 通過將VSET引腳連接到DETO（一個路由至混頻器內部功率檢波器的引腳），器件偏置電平便可根據信號條件自適應設置。 利用這個特性，混頻器可針對大RF信號提供高線性度和壓縮，而對小RF信號提供低噪聲系數。 此特性可改善應用在較低輸入功率水平時的靈敏度，同時維持較高輸入功率水平時的動態范圍。 圖3顯示了不同混頻器偏置電平下檢波器的傳遞函數。

圖3. 不同偏置電平下ADL5801混頻器的性能比較

溫度穩定性

圖2顯示了功率譜上檢波器的溫度穩定性與RF輸入功率的關系。 溫度范圍內的精度是利用ADL5902 RMS檢波器的溫度補償特性實現的，該特性可補償系統中引入的溫度漂移。 VGA和混頻器增益的任何溫度變化都會使電路的整體漂移逐dB下降，也就是說，混頻器增益的1 dB溫度漂移將使整體溫度穩定性下降1 dB。 對于AD8368 VGA，AD8368數據手冊中的圖5顯示其增益的溫度漂移約為±0.7 dB。 同樣，根據ADL5801數據手冊中的圖3，混頻器溫度漂移為±0.5 dB。 調節ADL5902 TADJ引腳上的電壓可補償檢波器、VGA和混頻器的總溫度漂移。 實驗發現：對于所有RF輸入頻率，0.6 V的TADJ電壓可提供最佳溫度補償。

頻率穩定性

圖4和圖5顯示了電路的頻率平坦度。 在整個工作頻率范圍內，該電路具有大約1 dB的平坦度。 由于混頻器將輸入信號下變頻至140 MHz，因此頻率平坦度曲線以混頻器引入的增益變化為主。

圖4. 不同頻率下輸出平坦度與輸入功率的關系

圖5. 35 MHz校準后誤差與頻率的關系

阻塞信號抑制

圖6顯示存在960 MHz的阻塞信號時，電路在900 MHz時的性能。 阻塞信號與載波信號相差60 MHz是因為濾波器在該頻率時的通帶抑制性能有所下降（見圖7），從而構成該電路的最不利測試狀況。 當阻塞信號輸入電平高于?10 dBm時，阻塞信號會降低電路的下限靈敏度。但是，對于不超過+5 dBm的阻塞信號，電路仍會保持65 dB的動態范圍。

圖6. 在有960 MHz阻塞信號的情況下，900 MHz時的輸出和輸入傳遞函數

圖7. EPCOS B5249 SAW濾波器的傳遞函數

常見變化

用帶寬更寬的分立式鎖相環（PLL，如ADF4155或ADF4156）和外部VCO取代頻率合成器ADF4351，可將電路的頻率范圍擴展到6 GHz。 通過改變SAW濾波器，可以調整電路的中頻頻率、濾波器帶寬和插入損耗。 提高濾波器的帶寬和插入損耗會提高噪聲電平，從而降低系統的動態范圍。 混頻器、VGA和濾波器的積分輸出噪聲電平必須比RMS檢波器的標稱輸入靈敏度低6 dB到10 dB。 可利用ADIsimRF?來計算電路前端（混頻器、VGA和濾波器）的積分噪聲。 將該電路連接AD7091或AD7466等模數轉換器（ADC），可對電路輸出電壓進行數字化轉換。 更多信息參見電路筆記CN-0178。

電路評估與測試

該電路利用ADL5902 （ADL5902-EVALZ）、AD8368 （AD8368-EVALZ）、ADF4351 （EVAL-ADF4351EB1Z）、ADL5801 （ADL5801-EVALZ）標準評估板及一個裝有EPCOS B5249 SAW濾波器的濾波器評估板實現。 由于全部評估板均提供50 Ω接口，因此它們通過桶形SMA連接器直接連接。 使用測試夾連接從ADL5902檢波器輸出回到AD8368增益控制輸入的信號連接，并連接VSET和DET0引腳以配置ADL5801的自適應偏置控 制。 縮小ADL5902檢波器輸出電壓所需的電阻分壓器是通過在ADL5902評估板的R1 （3.83 kΩ）和R15 （1.5 kΩ）焊盤上表貼安裝電阻來實現的。 在140 MHz時，優化電路溫度穩定性的TADJ電壓通過R9/R12電阻分壓器設置，該分壓器以2.3 V片上基準電壓源作為輸入。 若要將TADJ電壓設為推薦的0.6 V電平，可將R9改為850 Ω（R12保持現有值301 Ω）。

圖8所示為裝配完善的應用電路，圖9所示為測試設置的功能框圖。

圖8. 裝配完善的應用電路

圖9. 電路評估測試設置

設備要求

以下列出了用來評估電路的設備清單。

?帶USB端口的Windows? XP、Windows Vista（32位）或Windows 7（32位）PC

?ADL5902-EVALZ、AD8368-EVALZ、EVAL-ADF4351EB1Z和ADL5801-EVALZ評估板

?EPCOS B5249評估板

?一個RF信號發生器

?一個數字萬用表

?一個電源

利用ADF4351控制軟件設置將輸入信號下變頻至140 MHz中頻所需的LO頻率。 然后逐步提高輸入功率水平，并測量電路的RMS輸出電壓，從而確定電路的傳遞函數和誤差一致性曲線。

為測試電路對阻塞信號的抑制性能，使用一個信號發生器模擬阻塞信號，并利用主信號發生器模擬目標通道，用這兩個信號驅動電路。 然后逐步提高阻塞信號電平，觀測電路的響應，并評估電路性能。

CN-0360設計支持包：

CN-0239電路筆記，帶無縫本振接口的寬帶6 GHz有源混頻器，ADI公司。

CN-0340電路筆記，檢波范圍為95 dB的真RMS RF檢波器，ADI公司。

CN-0150電路筆記，經軟件校準的1 MHz至8 GHz、70 dB RF功率測量系統，ADI公司。

CN-0178電路筆記，經軟件校準的50 MHz至9 GHz RF功率測量系統，ADI公司。

ADIsimRF設計工具

ADIsimPLL?設計工具

UG-435用戶指南，ADF4351小數-N分頻PLL頻率合成器的評估板。

UG-476用戶指南，PLL軟件安裝指南。

MT-031指南，實現數據轉換器的接地并解開“AGND”和“DGND”的謎團，ADI公司。