雙LSJ689的一半配置為雙電阻分壓器中的一個電阻，由底部的10V峰-峰、500kHz三角波曲線驅動；柵-源極偏置電壓約為JFET漏-源極接近最大源 - 漏極電阻時偏置電壓的30％。

圖3：頂部三角波曲線（曾為直線）邊緣呈現了JFET的平方律特性。

大多數JFET的漏極至源極通常是對稱的。通過在柵極與漏極之間增加分壓器，將柵極連接到分壓器中心，該分壓器就能有效地向JFET的柵極施加校正反饋。

圖4：由信道長度調制引起的一些非線性可以得到校正。

將來自JFET的漏極到源極之間的電阻分壓器的反饋添加到柵極有助于FET線性化。

將分壓器驅動增加到15V峰-峰值電壓，以說明被測JFET上漏-源極電阻線性度的改善。

通過降低漏-源極間的信號電平，可進一步降低由漏-源極間壓降引起的柵極調制導致的JFET失真。這有效減小了溝道長度調制效應，使JFET的漏-源極之間的阻抗更線性。

圖5：頂部跡線，被測JFET的輸出三角波；底部跡線，輸入到JFET測試分壓器的三角波。

JFET不是理想電阻器

JFET不是理想電阻器，盡管有局限，LSJ689中的兩個匹配JFET仍足以用作文氏電橋調諧元件。作為P溝道JFET的LSJ689具有正向電壓增加JFET漏-源電阻的優點。與需要負向電壓增加JFET漏-源極電阻的N溝道JFET相比，前者電壓控制更加容易。

柵-源極電壓為零時，LSJ689的典型“導通”電阻約為120Ω。數據手冊規定柵-源極“OFF”（漏-源極電阻達到該JFET能夠獲得的最大值）電壓在1.5至5V之間。該規范會影響給定柵-源極電壓下漏-源電阻的量值，從而直接影響文氏網絡的調諧頻率和調諧范圍。 JFET對漏-源電阻之間的差異將影響文氏電橋的調諧頻率和幅度，如網絡分析儀圖所示。在1MHz、漏-源極電壓為15V時，LSJ689具有8pF的低漏-源極電容。鑒于LSJ689的這些固有特征，我們來嘗試制作一款250kHz至1MHz、電壓調諧的文氏電橋振蕩器。

文氏電橋振蕩器中用作增益元件的放大器是非常基本的三極管差分放大器，帶有互補的發射極跟隨器輸出部分。設計并不復雜，在1MHz振蕩器中具有足夠的帶寬來工作，具有低阻抗的正和負反饋回路，并且仍具有一定的負載驅動能力。開環增益在14左右，便于反饋回路閉合（振蕩所需的增益約為9.5dB或x3），具有合理的失真性能和可接受的DC穩定性。

K489A-K489B是在輸入端使用的LSK489匹配的N通道對。該差分對的尾電流由J511電流源二極管設定為約4.5mA，并在差分對的兩個JFET間分流。同相輸入JFET K489A具有一個1kΩ的負載電阻R9和一個二極管D1。1kΩ電阻將增益設置為約等于2。二極管在R9兩端增加了一個二極管壓降，幫助補償和抵消連接到它的共發射極放大器導致的溫度影響。反相輸入JFET（K489B）作為源極跟隨器，增加了該放大器輸入負反饋路徑的阻抗。

Q2是共發射極放大器（CE），其直流偏置是通過漏極電阻R9和D1兩端的壓降實現的，增益由直流偏移調整器R11、R12、Re‘’、集電極電阻R13和發射極跟隨器輸出部分所需的能量設置。可變電阻R11用于調整放大器的直流偏移，通過調整進入R13的集電極電流實現。R13上產生的壓降被設定為在放大器的輸出端達到接近零伏時的電壓。該CE放大器的工作電流為11mA，支持所需放大器的帶寬以及發射極跟隨器輸出部分的驅動需要足夠的電流。由于使用本地反饋將該放大器CE部分的增益設置為約等于7，利用Q2的固有集電極-基極電容保證了放大器穩定性。

三個二極管D3、D4、D5產生約1.8V壓降，以偏置用作輸出級的NPN和PNP發射極跟隨器。發射極跟隨器上的基極電阻R14、R15是保證良好的振蕩穩定性必需的；發射極電阻R16、R17需要在溫度范圍內保持偏置穩定性。輸出部分偏置設置為12mA，允許在驅動低阻抗文氏網絡正反饋環路和光敏電阻調制的負反饋環路的同時，仍有一些電流可用于驅動負載。