近年來，無線終端憑借低成本、低功耗和便于組網的優越性逐漸成為校園、機場、醫院和家庭接人因特網的首選方案，無線接入技術得到迅速發展和廣泛應用。無線收發模塊的設計研究已成為一個重要研究方向。

本文介紹了一種應用于IEEE 802.11b／g無線局域網標準的2.4 GHz ISM單片CMOS接收機射頻前端設計。IEEE 802.11b是目前市場上主流產品標準，而IEEE 802.11g則是IEEE 802.11系列的核心標準之一，它兼容另外兩個核心標準IEEE 802.11a和IEEE802.11b，即同時支持IEEE 802.11a的OFDM（正交頻分復用）和IEEE 802.11b的CCK（補碼鍵控）編碼的DSS（直接序列擴頻）調制方式。本文中設計的接收機應用于DSS調制方式。

1 系統結構

考慮到低成本、低功耗和高集成度，針對IEEE802.11b／g本身寬信道帶寬特性，本文采用直接下變頻接收機結構。隨著電路技術和工藝的進步，直接變頻所固有的問題得到很大改善。尤其是直流偏移和1／f閃爍噪聲問題，現在都能有效地降低它們的影響。

表1列出了近期設計的射頻前端性能總結。

圖1給出了接收機的系統結構，包括低噪聲放大器、I／Q下變頻器、去直流耦合電路、基帶線性放大器和信道選擇濾波器。

DSS標準包含11個2 MHz帶寬的子信道，總的信道帶寬為22 MHz。如果在保證誤幀率在8×102情況下，要達到靈敏度為-80 dBm，那么，

kNF+RSNR=174 dBm-10log（22 MHz）-80 dBm=20.6 dBm

式中：KNF為噪聲系數；RSNR為信噪比。

針對需要的FER，假設RSNR≈10 dB，再考慮到射頻濾波器約2 dB損耗，接收機的要求低于8.6 dB。

標準還要求在接收信號-74 dBm時，具有40 dB的鄰近信道抑制能力，鑒于此，接收機的輸入1 dB壓縮點要達到至少-30 dBm左右。

2 電路實現

2.1低噪聲放大器

圖2給出了低噪聲放大器電路具體實現。電路采用典型的差分Cascode結構，增加對片上干擾抑制，減少源極寄生電感影響，另外，還能提高CMRR（共模抑制比）。不過，相對于單端輸入單端輸出，差分結構帶來更大的功耗。

下面只分析放大器對稱的左半部分，它是一個窄帶Cascode結構低噪聲放大器，這種結構能得到更好的噪聲性能。Ls和Ld采用片上電感，Lc、Lg由鍵合電感實現。M1、M3是跨導晶體管，共柵連接的M2、M4提高輸出輸入之間的隔離，并減少M1、M3漏極電容Cgd的密勒效應。電容Cd、Cout和Ld調節輸出匹配并起到與次級電路隔直的作用。

當然，除此之外，在優化電路時還應該考慮到電容Cs的影響，但式（1）、式（2）給出了各元件對電路性能的影響趨勢，這點在設計電路時具有指導意義。

仔細選擇器件參數，得到0.84 dB的噪聲系數。從圖3的仿真結果可看出，電路優化結果使kNF非常接近kNFmin。

用電感Le代替傳統的尾電流源提高差分電路的共模抑制比，這樣可以節省直流電壓裕度。

下式給出了CMRR（記為RCMRR）的參考公式：

式中：ZA為差分對管虛地點對地的阻抗。

電感采用鍵合電感，因為它有高Q值和節省芯片面積的優勢。

仔細地在功耗與性能之間獲取均衡，實現的低噪放噪聲系數為0.84 dB，增益為16 dB，S11《-15 dB，直流電壓1.8 V時電流為7.6 mA。

2.2 I／Q下變頻器

圖4給出了I／Q正交下變頻器的一路混頻器。混頻器的設計需要仔細選擇每一個參數來平衡增益、線性度與噪聲之間的矛盾。由于處于接收機射頻信號最強處，往往混頻器對線性度的要求很高。本文采用Gilbert單元有源雙平衡混頻器，具有較高的各端口之間的隔離度。跨導級晶體管源極直接接地，以提高混頻器的線性度。電路中還采用電流注入技術，以降低混頻器開關管的低頻噪聲，同時可以增大跨導級電流，改善線性度。

Gilbert單元的IIP3可以表示為：

式中：I和K分別是跨導電路的偏置電流和跨導參數。

當本振信號是正弦波時，與開關對管有關的噪聲為：

式中：A為本振信號的幅度；ISW為開關對管的偏置電流。

分析式（4）和式（5），需要增大跨導差分對管的偏置電流來提高混頻器的線性度，同時又必須減小開關對管的偏置電流來降低開關噪聲，因此，需要采用電流注入技術來解決二者之間的矛盾。

2.3 交流耦合

直流偏移的解決是直接下變頻結構的難點之一。這里可以采用一個去直流的高通濾波器，該濾波器具有很低的拐角頻率。

圖5描述了文獻［2］的研究結果關于高通濾波器的拐角頻率對傳輸數據恢復的影響。

研究結果表明，當高通濾波器的fC為傳輸數據速率的0.1％時，數據能夠被正確地傳輸和恢復。針對IEEE 802.11接收機fC設計應該達到10 kHz。

圖6是交流耦合高通濾波器的具體實現電路。采用線性區MOS器件提供兆歐級電阻，可以節省電阻面積。

設計偏置電路，使M1工作在飽和區，M2工作在線性區，那么，

如果L2=L1，W1=W2，則Ron2=g-1m1。降低gm1，就可以得到很大的Ron2。

電路設計時需要注意2個問題：一是M1和M2開啟電壓的失配，因此需要將晶體管過驅動電壓設計大于200 mV抑制失配的影響；二是由于輸入信號電平導致M2的Ron2變化，幸運的是，鑒于信號波形特性，信道內的失真容限很高，而耦合電容在鄰信道頻率呈現較低阻抗，信道外失真較大。

2.4 基帶線性放大器

圖7是基帶線性放大器和差分高通濾波器的完整電路。

與圖6不同的是，M2、M3共用一個M1晶體管做偏置。基帶放大器采用單管直接帶負載電阻輸出，以提高電路的線性度，改善系統整體性能。

2.5 信道選擇濾波器

圖8是簡單的信道選擇濾波器電路。其中運算放大器連接成單位增益，可以用源極跟隨器實現，但為了降低引入閃爍噪聲，源極跟隨器應該使用大尺寸的晶體管。

信道選擇濾波器的傳輸函數計算公式為：

2.6 l／f閃爍噪聲

在直接下變頻結構中，l／f閃爍噪聲是不可避免的，需要設計者仔細考慮。然而對于IEEE 802.11b／g協議的22 MHz信道帶寬（基帶信號占用11 MHz以內的頻帶），具有幾百kHz拐角頻率閃爍噪聲的影響可以降到忽略不計的程度。證明如下。

如果fcorner=200 kHz，有Sl／f（200 kHz）=Sth，這里Sl／f和Sth分別表示l／f噪聲和熱噪聲的功率譜密度。假設Sl／f=K／f，其中K=（200 kHz）×Sth。下面計算從10 kHz到11 MHz總的噪聲：

如果電路沒有閃爍噪聲，總的噪聲功率為：V2n=（11 MHz）Sth，僅僅低了0.2 dB。根據文獻［2］分析，即使考慮到100 Hz的閃爍噪聲，信噪比最大的退化也低于0.6 dB。因此，這里低頻閃爍噪聲并不足以影響系統整體性能指標。

3 版圖和設計結果

接收機射頻前端使用TSMC 0.18μm CMOS工藝實現，版圖面積為1 280μm×1 200μm。圖9給出了整個系統的版圖照片。

圖10是系統低頻基帶部分的傳輸函數，-3 dB帶寬為9 kHz～11 MHz。

接收機前端性能總結如下：輸入頻率為2.4 GHz，噪聲系數為3.5 dB，電壓增益為31 dB，S11為小于-15 dB，IIP3為-8 dBm，IP2為大于+30 dB，輸入ldB功率為-25 dB，采用工藝為CMOS 0.18μm，功耗為32 mW。可以看出，在兼顧低功耗和線性度同時，獲得了非常好的增益和噪聲性能。