模擬集成電路中有一種眾所周知卻又了解不深的現象，即RFI整流，在運算放大器和儀表放大器中尤為常見。放大極小信號時，這些器件可以對大幅度帶外HF信號進行整流，即RFI。因此，除所需信號外，輸出端還會出現直流誤差。不需要的HF信號可以通過多種途徑進入敏感模擬電路。引入和引出電路的導體為進入電路的干擾耦合提供了通路。這些導體會通過容性、感性或輻射耦合拾取噪聲。雜散信號會和所需信號一起出現在放大器輸入端。雜散信號的幅度雖然可能只有幾十毫伏，但是也會產生一些問題。簡言之，敏感低帶寬直流放大器未必總能抑制帶外雜散信號。對簡單的線性低通濾波器而言，情況確實如此，而運算放大器和儀表放大器實際上會對高電平HF信號進行整流，從而導致非線性和異常失調。本指南將討論RFI整流的分析和預防方法。

背景知識：運算放大器和儀表放大器RFI整流靈敏度測試

幾乎所有的儀表放大器和運算放大器輸入級都采用某種類型的射極耦合BJT或源極耦合FET差分對。根據器件工作電流、干擾頻率及其相對幅度，這些差分對可以像高頻檢波器一樣工作。檢波過程會在干擾的諧波頻譜成分上產生噪聲，同樣也會在直流分量上產生噪聲！從干擾中檢測到的直流成分會轉換放大器偏置電平，導致結果不準確。

運算放大器和儀表放大器中的RFI整流效果可以通過相對簡單的測試電路來評估，如RFI整流測試配置中所述。在這些測試中，運算放大器或儀表放大器增益配置為–100（運算放大器）或100（儀表放大器），直流輸出在100 Hz低通濾波器后測量，以防來自其它信號的干擾。測試激勵選用100 MHz、20 mVp-p信號，遠高于測試器件的頻率限制。操作時，測試可以評估存在激勵時觀察到的直流輸出偏移。該測量的理想直流偏移為零，給定器件的實際直流偏移表示相對RFI整流靈敏度。采用BJT和FET技術的器件都可以通過該方法來測試，因為這些器件在高低電源電流水平下都可以工作。

在原始運算放大器測試中，有些FET輸入器件的輸出電壓不具有可觀察的偏移，而其它有些器件則表現出小于10 μV的偏移（折合到輸入端）。在BJT輸入運算放大器中，偏移量會隨著器件電源電流的增加而減小。只有兩款器件不具有可觀察的輸出電壓偏移，其它器件的偏移則小于10 μV（折合至輸入端）。可想而知，其它運算放大器在接受此類測試時也會表現出類似模式。

通過這些測試，可以概括出RFI整流的一些特點。首先，器件耐受性似乎與電源電流成反比，也就是說，在低靜態電源電流下偏置的器件具有最高的輸出電壓偏移。其次，具有FET輸入級的IC似乎比具有BJT的IC不易受整流影響。注意，無論是運算放大器還是儀表放大器，這些特點都是獨立的。實際上，這意味著低功耗運算放大器或儀表放大器更易受RFI整流影響。而且，FET輸入運算放大器（或儀表放大器）更不易受RFI整流的影響，在較高電流下工作時尤為如此。

根據上述數據和BJT與FET的基本差異，我們可以總結一下之前了解的內容。雙極性晶體管效應受正偏PN結（基極-發射極結）的控制，該結點的I-V特性具有指數特性和明顯的非線性。另一方面，FET特性受施加到反向偏置PN結二極管上電壓的控制（柵極-源極結）。FET的I-V特性滿足平方律，因此，本身就比BJT更具有線性。

對低電源電流器件而言，電路中的晶體管經過偏置后，電流遠低于其峰值fT集電極電流。雖然IC構建所用的工藝涉及的器件fT可達幾百MHz，但是晶體管在低電流水平下工作時，電荷躍遷時間會增加。采用的阻抗水平也使這些器件中的RFI整流變得更差。在低功耗運算放大器中，阻抗約為幾百到幾千千歐，而在中等電源電流設計中，阻抗可能不超過幾千歐。在這些因素的共同作用下，低功耗器件的RFI整流特性變差。

圖1總結了關于RFI整流靈敏度的一般性觀察，運算放大器和儀表放大器均適用。

圖1：關于運算放大器和儀表放大器輸入級RFI整流靈敏度的一些一般性觀察

分析方法：BJT RFI整流

實驗表明，與具有FET輸入的類似器件相比，BJT輸入器件具有更高的RFI整流靈敏度，可以采用分析性更強的方法來解釋這一現象。

RF電路設計人員早就知道，由于具備非線性I-V特性，PN結二極管是有效的整流器。HF正弦波輸入的BJT晶體管電流輸出頻譜分析表明，器件偏置越接近“膝部”，非線性就越高。這會進而使其用作檢波器時更為有效。這一點在低功耗運算放大器中尤為重要，此時輸入晶體管在極低集電極電流時會發生偏置。

參考文獻1中說明了BJT集電極電流的整流分析方法，在此恕不贅述，除非需要作出重要結論。這些結果表明，原始二次二階項可以簡化為頻率相關項△ic（AC）（兩倍輸入頻率下）和直流項△ic（DC）。后一項可以采用公式2表示，整流直流項的最終形式為：

公式1

該公式表明，二階項的直流成分與HF噪聲幅度VX的平方以及晶體管的靜態集電極電流IC成正比。為了表明整流的這一特點，注意，在IC為1 mA條件下工作、具有10 mVpeak高頻信號沖擊的雙極性晶體管的直流集電極電流變化約為38μA。

減少整流集電極電流需要減少靜態電流或干擾幅度。由于運算放大器和儀表放大器輸入級很少提供可調整靜態集電極電流，迄今為止，減少干擾噪聲VX水平還是最佳（也幾乎是唯一）解決方案。例如，將干擾幅度減少2倍至5 mVpeak后，會使整流集電極電流產生4到1的凈減少量。顯然，這說明必須使雜散HF信號遠離RFI敏感放大器輸入端。

分析方法：FET RFI整流

參考文獻1中也說明了JFET漏極電流的整流分析方法，在此恕不贅述。類似的方法也用于FET漏極電流整流分析，該電流與施加到其柵極的小電壓VX成函數關系。公式2概括了FET漏極電流二階整流項的評估結果。和BJT一樣，FET二階項也有交流和直流成分。此處給出了整流漏極電流直流項的簡化公式，其中整流直流漏極電流與雜散信號，即VX幅度的平方成正比。

但是，公式2也說明，由FET和BJT產生的整流度的差異非常重要。

公式 2

但是，在BJT中，集電極電流的變化與其靜態集電極電流水平存在直接關系，JFET漏極電流的變化與處于零柵極-源極電壓的漏極電流IDSS成正比，與其通道夾斷電壓VP的平方成反比，參數為幾何參數，取決于過程。通常，用于儀表放大器和運算放大器輸入級的JFET偏置時的靜態電流約0.5·IDSS。因此，JFET漏極電流的變化與其靜態漏極電流無關，所以也和工作點無關。

圖2所示為BJT和FET之間二階整流直流項的定量比較。本例中，雙極性晶體管具有576μm2的單位發射面積，相對于用于20μA IDSS和2 V夾斷電壓的單位面積JFET。每個器件都在10μA條件下偏置，工作溫度TA = 25℃。

圖2：BJT與JFET相對靈敏度比較

在相同的靜態電流水平下，雙極性晶體管中集電極電流的變化比JFET漏極電流的變化約大1500倍，這一結論非常重要。這就可以解釋為什么FET輸入放大器表現出的靈敏度小于大幅度HF激勵。因此，它們可以提供更多RFI整流抗擾度。

根據上述內容，可以作出如下總結：由于用戶幾乎無法查看放大器的內部電路，防止因RFI導致IC電路性能下降對IC外部電路而言就顯得尤為重要。

上述分析表明，無論采用哪種類型的放大器，RFI整流都與干擾信號幅度的平方成正比。因此，為了盡可能減少精密放大器中的RFI整流，必須在輸入級之前減少或消除干擾電平。減少或消除干擾噪聲的最直接方法是適當濾波。

減少運算放大器和儀表放大器電路中的RFI整流

EMI和RFI會嚴重影響高精度模擬電路的直流性能。由于帶寬相對較低，精密運算放大器和儀表放大器不會精確放大MHz范圍內的RF信號。但是，如果這些帶外信號能夠通過精密放大器的輸入、輸出或電源引腳耦合至精密放大器，這些信號就會通過各種放大器結點進行內部整流，并最終在輸出端導致不必要的直流失調。之前關于該現象的理論探討已經說明其基本機制。下一步要介紹合適的濾波如何減少或消除這些誤差。

合適的電源去耦可以將IC電源引腳上的RFI降至最低。放大器輸入和輸出還需要在器件級進一步探討。此時，假定系統級EMI/RFI方法已經實現，如緊湊的RFI外形、正確接地的屏蔽層、電源軌濾波等。這些后續步驟可視為電路級EMI/RFI防護。

運算放大器輸入

防止輸入級整流的最佳方法是采用靠近運算放大器輸入的低通濾波器，如圖3所示。

圖3：用于運算放大器電路的簡單EMI/RFI噪聲濾波器

在左側示意圖的反相運算放大器中，濾波器電容C位于等值電阻R1-R2之間。由此可以得出簡單的轉折頻率表達式，如圖所示。在極低頻率或直流情況下，電路的閉環增益為–R3/（R1+R2）。注意，C不能直接連接至運算放大器的反相輸入，否則會產生不穩定性。所選的濾波器帶寬至少為信號帶寬的100倍，以便將信號損失降至最低。

在右側示意圖的同相運算放大器中，電容C可以直接連接至運算放大器輸入，阻值為“R”的輸入電阻會和反相運算放大器產生相同的轉折頻率。兩種情況下都應采用低電感芯片式電容，如NP0陶瓷電容。電容在任何情況下都不應出現損耗或電壓系數問題，因此只能選用上述NP0陶瓷電容或薄膜型電容。

需要注意的是，可以用鐵氧體磁珠代替R1，但是，鐵氧體磁珠阻抗無法精確控制，一般不超過100Ω（10 MHz至100 MHz時）。因此，需要采用容值較大的電容來衰減低頻。

儀表放大器輸入

由于存在共模（CM）EMI/RFI，精密儀表放大器對直流失調誤差尤為敏感。這和運算放大器中存在的問題很像。而且，和運算放大器相比，采用低功耗儀表放大器時，EMI/RFI靈敏度問題尤為嚴重。

圖4所示為儀表放大器器件級應用正確的通用濾波方法。實際上，該電路中的儀表放大器可以采用各種器件中的任何一種。儀表放大器之前相對復雜的平衡RC濾波器可以處理所有的高頻濾波。儀表放大器可以通過其增益設置電阻，針對應用所需的增益進行編程（圖中未顯示）。

圖4：儀表放大器通用共模/差模RC EMI/RFI濾波器

注意，在濾波器中，共模（R1-C1和R2-C2）和差模（DM）信號（R1+R2，以及C3 || 串聯的C1-C2）均受到完全平衡的濾波。如果R1-R2和C1-C2匹配不佳，VIN的部分輸入共模信號就會轉換為儀表放大器輸入端的差模信號。因此，C1和C2相互間至少有5%匹配。R1和R2應為1%金屬薄膜電阻，以利于匹配。假定從VIN端獲得的源阻抗相對R1-R2較低，且能夠匹配。在這種濾波器中，所選的C3應遠大于C1或C2（C3≥C1、C2），以便抑制由于R1-C1和R2-C2時間常數不匹配引起共模（CM）-差模（DM）轉換，從而導致的雜散差分信號。

整體濾波器帶寬應至少為輸入信號帶寬的100倍。實際上，濾波器元件應對稱安裝在具有大面積接地層的PC電路板上，而且必須靠近儀表放大器輸入端，以便實現最佳性能。

圖5所示為該濾波器系列，適合各種不同的儀表放大器。RC元件應按照表中要求，根據不同的儀表放大器量身定制。選擇這些濾波器元件是為了使低EMI/RFI靈敏度和低噪聲增加量達到適度平衡（與無濾波器的相關儀表放大器相比）。

圖5：適用于AD620系列、AD623、AD627和其它儀表放大器的靈活共模和差模RC EMI/RFI濾波器

為了測試配置的EMI/RFI靈敏度，可以向輸入電阻施加1 Vp-p的共模信號，如圖所示。采用常用的儀表放大器（如AD620），在增益為1000的條件下工作時，獲得的最大RTI輸入失調電壓偏移在20 MHz范圍內為1.5μV。在AD620濾波器示例中，差分帶寬約為400 Hz。

共模扼流圈提供簡單的單器件EMI/RFI保護，可以替代無源RC濾波器，如圖6所示。

圖6：為簡明起見，以及實現最低噪聲EMI/RFI濾波操作，共模扼流圈適用于AD620系列儀表放大器

除了采用的元件數量較少以外，通過電阻的消除作用，基于扼流圈的濾波器還具有低噪聲。但是，選擇合適的共模扼流圈至關重要。圖6所示電路中采用的扼流圈是Pulse Engineering B4001。從DC至20 MHz（G = 1000）測得的最大RTI失調偏移為4.5μV。可以采用現成的扼流圈（如B4001），也可以另行制造。繞組的平衡非常重要，因此，建議采用雙線繞組。當然，磁芯材料必須能夠在預期頻帶內工作。注意，和圖5中的RC濾波器系列不同，只采用扼流圈的濾波器無法提供差分濾波。通過增加圖5所示的R1-C3-R2連接，可以在扼流圈后采用第二級設置選擇增加差模濾波。

放大器輸出和EMI/RFI

除了對輸入和電源引腳進行濾波外，還需要防止放大器輸出受到EMI/RFI的影響，在需要驅動用作天線的較長電纜時尤其必須注意。從輸出線路收到的RF信號可以耦合回其受到整流的放大器輸入端，并以失調偏移的形式再次出現在輸出端。

電阻和/或鐵氧體磁珠（或兩者）與輸出串聯后，即構成最簡單廉價的輸出濾波器，如圖7（上方電路）所示。

增加圖7所示的電阻-電容-電阻“T”型電路（下方電路）后，可以改進該濾波器，只會略微變得復雜一些。輸出電阻和電容會使大部分高頻能量移出放大器，使該配置即使在低功耗有源器件中也同樣適用。當然，必須仔細選擇濾波器元件的時間常數，將所需輸出信號下降程度降至最低。

本例中，所選的RC元件約為3 MHz信號帶寬，適用于儀器儀表或其他低帶寬級應用。

圖7：應防止運算放大器和儀表放大器輸出受到EMI/RFI的影響，尤其在驅動長電纜的情況下