目前，無線通信設備正朝著低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的趨勢發展。混頻器作為收發機中的關鍵模塊之一，對通信設備的上述性能產生直接的影響。隨著微電子工藝的發展， CMOS器件的柵長進一步縮小，MOS器件的過驅動電壓也進一步降低，這就為設計低壓低功耗的射頻電路提供了可能，但是依靠減小MOS器件的柵長降低工作電壓是有限的。因此，電路設計者把更多的注意力集中到電路拓撲結構上，使設計具有低壓結構的射頻電路成為了熱門課題。

傳統的Gilbert混頻器由跨導級、開關級、負載級堆疊組成，其結構自下而上分別為跨導級、開關級、負載級。這種結構中，所有的直流電流都流經跨導級、開關級和負載級，跨導級與開關級電路都需要一個開啟電壓(VON ) ，負載級也會有一定的電壓降(VRL ) ， 因此， 電源電壓的最小值Vdd，min = 2Von +VRL。如果采用低電源電壓，這種結構不能保證所有的管子都工作在飽和區。也就是說， Gilbert混頻器不能滿足低電壓的要求， 需要對其做出改進， 如:文獻[2 - 3 ]提出省去尾電流管來減小電源電壓，文獻[ 4 - 11 ]用折疊結構代替堆疊結構來解決上述問題。

文獻[ 8 ]給出了折疊結構和堆疊結構的比較，折疊結構增加了兩個射頻中斷電路和一個耦合電容。這樣對直流通道來說，跨導級與開關級、負載級的直流電路分開，兩條支路相互獨立，互不影響。電源電壓只需提供相當于一個開啟電壓(Von )的值就能使跨導管與開關管都工作在各自的飽和區， 即電源電壓的最小值Vdd，min = Von + VRL 。達到了低電源電壓的目的。但是， 射頻中斷電路一般用LC 諧振網絡實現，電感的使用增加了電路的版圖面積和噪聲。本文設計了一種新的折疊結構混頻器，電路不使用具有大電感的LC諧振電路，工作于1. 2 V 電壓時，得到了低電壓、低功耗、低噪聲和高線性度的性能。

1　電路設計與分析

1. 1　電路拓撲結構

本文設計的折疊混頻器拓撲結構如圖1所示，M1 ～M4 為跨導級，M5 ～M8 為開關級， RL 為負載電阻。RF輸入端接匹配網絡， IF輸出端接源跟隨器作為輸出緩沖電路( buffer) 。

圖1　交流耦合折疊混頻器拓撲結構

該折疊混頻器電路的跨導級采用電流復用技術，由NMOS管(M1、M2 ) 、PMOS管(M3、M4 )和隔直電容Cd 組成交流耦合互補跨導結構。跨導級的輸出端(A、A′點)與開關管的源極相連。跨導級直接接于電源電壓，使得跨導管M1 和M2 的直流電流由兩部分組成，一部分來自M3 和M4 ，另一部分來自開關管和負載電阻，達到了低電源電壓的目的。

由于流經開關級與負載級的電流很小，這樣一方面使得開關管產生的閃爍噪聲減小，另一方面負載電阻RL 值可以適當加大，從而提高了混頻器的轉換增益。所以該電路既滿足了低電壓的要求，又能保證混頻器在低電源電壓下有良好的性能。

1. 2　跨導電路設計

圖2是幾種折疊混頻器跨導電路。圖2 ( a)在跨導級NMOS管M1 漏端接負載電阻R ，M1 管的電流In 在A 點分流， 一部分流經開關管( Is ) ，另一部分流經負載電阻( Ir ) ，但是這種跨導電路的缺點是射頻信號一部分通過負載電阻R 泄露到交流地。

為了減少射頻信號的損失，必須增加電阻R，這樣又會使節點A 的直流電壓減小，在低電源電壓下，不能保證M1 管工作在飽和區。為了解決這個問題，用有源負載替代負載電阻R ，如圖2 ( b) 。但是，這里的PMOS管僅僅增大了節點A與電源電壓之間的阻抗，如果把M1 和M2 的柵極連起來，形成CMOS反相器結構，那么M2 在增加阻抗的同時還能跟M1共同放大射頻信號 ，如圖2 ( c) ，這樣就完全避免了射頻信號通過M2 泄露到交流地。由圖可知， Is =In + Ip ，總跨導gm = gm n + gm p ( gm n是NMOS管的跨導， gm p是PMOS管的跨導) ，所以CMOS反相器有效地提高了混頻器的轉換增益。

圖2　折疊混頻器的跨導級幾種結構

再來分析一下該結構的直流工作狀況，M1 和M2 的柵極加相同偏置電壓Vrfdc ，假設Vt 為MOS管的閾值電壓， Vovn為M1 的過驅動電壓， Vovp為M2 的過驅動電壓，則有: Vovn =Vrfdc - Vt ， Vovp =Vdd - Vrfdc -Vt ，所以電源電壓最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt。