0、引言

　　近年來，在高清電視的多屏合一，客廳娛樂中心等應用場景中，iPad、智能電視、OTT 機頂盒等越來越多地被消費者接受，雖然其業務形式還在不斷發生變革和發展，而用戶的最終接入方式無一例外均偏向于使用無線技術，一般目前比較常見的無線家庭接入技術采用的是WiFi，即IEEE802.11n，如歌華飛視、小米盒子、樂視電視等。最新的Apple MacBook Air 則采用了更先進的IEEE 802.11ac 使之吞吐量達到1Gbps 以上，接入點Airport Time Capsule 更使用了波束賦形技術，以Apple 這兩個本年度力作為代表的下一代無線通訊方案均指向了多入多出多天線技術［1］。在下一代移動通信技術LTE 中，已經明確了多天線MIMO 技術作為其必選項，無獨有偶的是，在廣播電視無線覆蓋中，由于高清、4K等高質量視頻格式所要求的高的傳輸速率，在下一代地面數字電視廣播標準中，也將MIMO 列為重要的技術方案。

　　MIMO 通過空時編碼等技術，利用傳播信道中非相關性，可以在不額外消耗頻譜與時域資源的同時，成倍地提高通信系統的信道容量，即吞吐量。在傳統的單天線通信系統中，尤其在移動通信系統中，信道中的多徑被看做影響通信質量而需要用特別的技術進行處理，但在MIMO 系統中，這些具有非相關性的子徑則可以在數學算法的幫助下，得以提高整個系統的性能，換句話說，MIMO 技術利用了傳播環境中的空域、時域、頻域等維度，將高速無線通信推向了一個新的級別。由于MIMO 終端其算法依賴于信道環境，也即智能地根據信道環境優化通信系統的性能，這使得信道模型成為其理論研究與實現的重要參考依據。

　　隨之而來，對于最終的MIMO 終端性能測試與評估，無論是研發階段，還是認證階段，都強烈地依賴信道模型。傳統無線終端一般利用空口測試（OTA，Over-The-Air）進行最終性能評估，OTA 是利用電波暗室建立一個無反射的自由空間，以便評估該無線終端的射頻及天線的整體性能；然而，正如前文所述，為了評估多天線終端而提出的所謂 MIMOOTA 技術，則必須將信道模型在實驗室中進行真實的復現，使MIMO 終端測試變得真正的可重復、可控制，由于這項技術的實現涉及到電波傳播、信道建模、數字信號處理、優化算法、電磁場與微波等理論，這大大加深了其復雜性和專業性。

　　廣播電視規劃院從2011 年開始介入多天線測試方法的研究，在HWATECH公司的協助下，于2012 年至2013 年利用搭建的單簇法環境參加了國際比對測試，由于這個測試系統從軟件到硬件的思路和理論都是由我們自己提出并組織實施的［39］［40］，因此對于多天線測試方法原理與實踐的探索，廣播電視規劃院已深入到了底層。目前，我們所提出的一些驗證方法和測試用例已被國際標準組織部分地采納到其測試方案當中［41］［42］［14］，結合我們兩年多對多天線終端測試方法的實際經驗及參與國際標準化進程的理解，本文將詳細介紹MIMO OTA 相關的技術背景、測試方法和驗證方法，以及廣播電視規劃院在此領域的研究進展等內容。

　　1、信道模型

　　1.1、信道建模

　　如前文所述，MIMO 終端的性能，最終被歸結為基帶算法與射頻天線作為一個整體，在終端經歷不同信道時，對時延、多普勒頻移、空間相關性、極化信息的處理能力。這決定了MIMO OTA 的一個核心內容是對現實信道的重建工作。

　　信道建模是一個由來已久的科研領域，出于不同的目的，人們建立了各種各樣的信道模型。圖1 引用了［2］ 中對信道模型的歸類，比較全面地概括了信道模型的種類。在MIMO OTA 當中我們一般需要使用基于幾何的隨機信道模型（GSCM，Geometry based Stochastic Channel Model）， 在大量的實際信道測量工作的基礎上而建立的基于幾何的信道模型，如SCM（E）［3］［4］， WINNER ［5］，及IMT-Advanced ［6］，經過試驗和理論的驗證，得到了廣泛的認可和使用。

　　圖1、信道模型的分類

　　GSCM 類信道模型的重要特點是可以將天線與傳播環境分離［8］，與此相反基于相關性矩陣的信道模型則無法將信道與天線特性分離，所以原則上無法用于重建測試終端性能的信道模型——但TGn 模型［7］雖然基于相關性矩陣，其中含有幾何信息的描述，這使得在MIMO OTA 中復現TGn 變為可能。換句話說，在MIMO OTA 多探頭方法當中，信道的重建是基于各來波特性進行合成，這些來波可以具有各自的時延、多普勒頻移，到達角（AoA）、離開角（AoD）等，合成后將在終端天線單元陣列上體現出信道的空域相關性，及與信道幾何特性相關的多普勒譜——芯片對這些信道特性的辨析與優化，最終將影響到終端性能。［3］［4］［5］ ［6］ 均屬于此類信道模型。

　　1.2、SCM 與SCME 模型

　　提到現代MIMO 信道建模，尤其是GSCM 信道模型，我們不得不提到3GPP SCM（Spatial Channel Model）模型［3］及歐洲WINNER（Wireless World INitiative NEw Radio）項目［5］。在2003 年3GPP TR25.996 描述的SCM 模型當中，傳統的TDL（Tap Delay Line）模型被進一步解析為以簇來描述的CDL（Cluster Delay Line）模型。SCM 中定義了6 束來波，每一束被稱為一個簇（Cluster），每一簇來波由20 個子徑（sub-path）構成，每個簇除了定義了各自的AoD 和AoA 以外，還根據實際信道測試的結論，定義了水平面上的能量分布，如拉普拉斯分布，即角度功率譜（PAS，Power Azimuth Spectral），其方差被定義為角度擴展（AS，Angular Spread）；同時，每一簇模型具有各自的AoA，AoD，時延，多普勒譜等特性。SCM 比較好地貼近了實測數據，并且能夠從時域、頻域、空間域及極化域反映MIMO 信道的特點，圖2 中對SCM 模型的參數進行了簡介［3］。

　　圖2、3GPP TR 25.996 中信道模型及其參數

　　在3GPP TR 25.996 中的參數說明：

　　ΩBS：基站天線陣列的方向， 以地理北為參考方向，定義為其天線陣列的法線與北向的夾角。

　　θBS：基站與移動臺之間的直射徑（LOS，Line Of Sight）出發角（AoD，Angular of Departure），定義為直射徑到基站天線陣列法線的夾角。

　　δn，AoD：第n（n = 1 …N） 徑出發角AoD ，定義為與其與LOS AoD 的夾角。

　　Δn，m，AoD：第n 徑的第m（m = 1 …M） 條子徑相對δn，AoD的偏移量。

　　θn，m，AoD：第n 徑的第m 條子徑的絕對AoD，定義為其與基站天線陣列法線夾角。

　　ΩMS：移動臺天線陣列的方向， 以地理北為參考方向，定義為其天線陣列的法線與北向的夾角。

　　θMS：基站與移動臺LOS 與移動臺天線陣列法線方向的夾角。

　　δn，AoA：第n（n = 1 …N） 徑到達角AoA （Angular ofArrival），定義為與其與LOS AoA 的夾角 。

　　Δn，m，AoA：第n 徑的第m（m = 1 …M） 條子徑相對δn，AoA的偏移量。

　　θn，m，AoA：第n 徑的第m 條子徑的絕對AoA，定義為其與移動臺天線陣列法線夾角。

　　v ：移動臺的移動速度矢量。

　　θν ：速度矢量角，定義為移動臺運動方向與天線陣列法線方向的夾角：θν=arg（v）。

　　隨著通信技術的不斷發展，帶寬的增大提升了系統對信道時延的解析度，從而引起頻域相關性的變化，原3GPP SCM模型中針對5MHz 帶寬的CDMA 系統在2GHz 工作頻率建立的信道模型顯得有所不足，也就是說，對于帶寬的提升，需要進行一些改進使得在信道模型中能夠體現出帶寬變化對信道相關性的影響。2005 年，由來自瑞士、德國、芬蘭的信道研究者在［9］ 中提出了向前兼容SCM 模型的擴展模型SCME，比較好地適應了新技術帶來的對信道模型的要求。一般來說，系統的帶寬越寬，可以看做其可辨識的時延徑數越多，即信道模型中默認同一徑所經歷的是平衰落（Flat Fading），因此，對于SCM 模型定義的5MHz帶寬下的6 徑模型，SCME 模型通過將每一徑擴展為三個徑（Mid-Path），使得更寬帶寬系統的信道模型能夠體現出頻率選擇性衰落，或者說，增大了每根徑的時延擴展。SCM、 SCME 及WINNER 信道模型之間的比較，可以參考文獻［10］。

　　參考圖2 的參數定義，SCM 模型信道沖擊響應（CIR，Channel Impulse Response）在數學上可以如下推導，類似MIT老教授R.G. Gallager 在參考文獻［11］ 及David Tse 在參考文獻［12］ 中的闡述，一般來說，一個線性時變系統MIMO 信道的傳輸矩陣（沖擊響應）可以描述為l 條徑的沖擊響應之和，即：

　　（1）

　　它是由收發天線陣列的響應矩陣Frx（RX），Ftx（TX） 及沖擊響應矩陣hl 組成：

　　（2）

　　考慮到雙極化，第l 徑的信道沖擊響應是一個2 ×2 的極化矩陣：

　　（3）

　　當我們使用到CDL 模型時，（3）式中的第l 徑會以第n 簇中第m 條子徑替代［8］，進一步地，將第n 簇第m 條子徑的發射天線單元s 到接收天線單元u 之間的信道建模表述為（4）式：

　　（4）

　　1963 年Bello 在［20］ 中， 針對廣義平穩非相關環境（WSSUS）前提下的時變沖擊響應及傳輸函數、信道相關性函數之間的轉換關系進行了研究，成為信道測量與驗證的理論基礎。

　　1.3、MIMO 信道參數

　　在本節中我們基于幾何的隨機信道模型的概念，介紹用于描述MIMO 信道特點的主要參數，它們是時延特性（PDP，Power Delay Profile），多普勒譜，空間相關性（Spatial Correlation），及信道的交叉極化比（XPR，Cross-Polarization Ratio）。由于這四個參數刻畫了MIMO 系統在信道的頻域、時域、空域及極化域的重要特性，被認為代表或涵蓋了MIMO信道的主要特征，因此它們也被CTIA 及3GPP 采納作為MIMO OTA 系統驗證的四個主要參數［13］［14］［15］。

　　1.3.1、時延特性（PDP，Power Delay Profile）

　　對于一個線性時變的信道來說，信道的沖擊響應雖然可以由其自相關函數來描述，但出于簡化的目的，在大量的MIMO 信道測量過程中，常以時延功率譜來描述信號不同時延的能量分布，圖3 是一個標準的SCM 城市宏小區（UMa， Urban Macro）信道模型的PDP譜。

　　圖3、3GPP SCM UMa 時延特性

　　PDP 體現了信號經過不同傳播路徑后到達接收機端時，接收機能辨析出的不同時延情況，同時其時延擴展反映了信道的頻率選擇性衰落帶寬，或者說決定了信道的相關性帶寬。

　　1.3.2、多普勒譜

　　多普勒頻移反映了因接收機相對于來波的移動方向與速度對所接收信號在時域衰落過程中受到的影響。1968 年R.H.Clarke 在參考文獻［16］ 對此有詳細的闡述。所謂經典多普勒譜，即指Clarke 模型的“U”型譜。而在MIMO 信道模型中，由于每一徑是由多根子徑（Sub-Path）構成，每根子徑都會對接收機信號的多普勒譜有所貢獻，最終信道的多普勒譜將與各徑到達角及其角度擴展有關。

　　信道模型中的多普勒譜實際上還反映了信道衰落的快慢，即快衰落或慢衰落，描述了信道的在時域的演進特性，同時決定了信道的相關性時間。

　　1.3.3 空間相關性

　　空間相關性集中體現了接收端天線單元之間的相關性，這種空域相關性在CDL 中描述的更為具體。在大多數基于簇的CDL 信道模型當中，每根徑實際上已被簇替代，每一簇都具有獨立統一的到達角（AoA），而每一簇中各子徑具有細微不同的到達角偏移，如前文所述，子徑在統計上的不同到達角的概率分布效應由信道模型中的角度功率譜PAS 來體現，依據實際測試的結果，PAS 的形狀一般是靠近該簇AoA 時的能量（或說概率）大，遠離AoA 時則小，SCM 模型中一種廣為使用的分布模型是拉普拉斯分布，意味著各子徑到達角在統計上的能量分布是以AoA 為中心對稱的雙邊指數衰落。

　　參考［17］ 基于PAS 與子徑的到達角，Spirent 的Doug Reed 在參考文獻［18］ 中給出了一個關于兩個虛擬接收天線單元之間空間相關性的數學表達式是：

　　（5）

　　而出于不同的描述目的，參考［19］，Anite 的Pekka 在參考文獻［8］ 中也給出了空間相關性的數學表達式：

　　（6）

　　MIMO 多天線技術突出地利用空域非相關性以提高系統性能，因此，要評估MIMO 終端的性能，空間相關性的驗證對于信道模型和MIMO OTA 來說都顯得尤為重要。

　　1.3.4、信道交叉極化比

　　交叉極化比有很多種定義，比如有發射天線的XPR，也有接收天線的XPR，但目前在信道模型中使用的XPR 主要指的是純信道的參數，也即3GPP37.977 中描述的：

　　其中：

　　SVV 是因信道的散射或反射得到的V 極化功率與入射時V極化功率之間的系數；

　　SVH 是因信道的散射或反射得到的V 極化功率與入射時H極化功率之間的系數；

　　SHV 是因信道的散射或反射得到的H 極化功率與入射時V極化功率之間的系數；

　　SHH 是因信道的散射或反射得到的H 極化功率與入射時H極化功率之間的系數。

　　XPR 與信道特性直接相關，同時也會受到信道模型中離開角AoD 的影響而不同，一般來說不會為1。在不同的信道模型下通常XPR 也不一樣，如SCM UMa 中XPR 為8.31dB，而SCM UMi 中XPR 則為0.83dB，在WINNERII 不同場景的XPR 都不一樣，反映了各種信道環境的特性。在終端的天線設計和基帶算法設計當中，需要利用XPR 的不同做一些系統性能的優化。

　　在終端的狹小空間下要設計出非相關性較好的天線單元對，利用極化比是主要手段之一，從這個意義上說，用于MIMO OTA 的信道模型和測試方法應能控制信道的XPR，否則對于評估終端的性能將缺失重要的考量依據。Tommi 在參考文獻［21］ 中闡述了作為多探頭MIMO OTA 測試方案，如何在測試區域中產生信道模型中需要的XPR。

　　2、MIMO OTA測試方法簡介

　　2.1、MIMO OTA 各測試方案簡介

　　在3GPP 37.977［15］ 當中，有許多備選的MIMO OTA 測試方案，這些備選方案可以歸結為4 類，分別由不同的公司主導或支持，本小節簡要介紹37.977 中提到的這些方案的構建方法，并引用了其中的部分圖例（在2013 年11 月3GPP 的一次會議當中，由R&S 主導的分解法暫時未被列入37.977 正文）。

　　2.1.1、基于多探頭（Multi-Probes）的測試方案

　　這種測試方法利用暗室（AC，Anechoic Chamber）消除電波的無用反射，基站模擬器（BaseStation Emulator）的信號通過信道仿真器（CE，Channel Emulator，有時也被稱為衰落模擬器Fading Emulator）經歷預定義的信道模型后，通過若干對準被測物（DUT，Device Under Test）中心的雙極化天線（即多探頭），經空間輻射傳播到DUT，使之經歷所需要的信道衰落，觀察并記錄其吞吐量表現。其中一個典型的實現方式如圖4 所示。

　　圖4、暗室中基于多探頭的測試方案

　　目前，雖然有很多公司都生產、設計信道仿真器，但全球只有英國Anite 及美國Spirent 公司提供的信道仿真器可以支持本方法描述的MIMO OTA 測試，他們完成了信道模型的重建及暗室內通過多探頭系統進行的空間域信息的重構，因此可以說，在這個方法當中，信道仿真器成為了整個測試系統的核心。而諸如法國SATIMO 及美國ETS-Lingen 公司則對整個測試系統提供了軟件支持及系統集成服務——他們依靠在傳統OTA 認證測試中建立的技術及系統經驗，很早就預見并啟動了MIMO OTA 的研發工作，但只有當信道仿真器在技術上取得突破之后，整個系統構建才變得清晰起來；同時，在各國也有一些支持該方案的本地系統集成商，如日本 Microwave Factory，韓國MTG，國內HWA-TECH 等。系統集成商一般將完成暗室、多探頭天線、功率放大器、射頻線纜、射頻開關及測控軟件的設計與實施，與信道仿真器協同工作，此外，系統集成商還應當提供系統校準與最終系統的信道驗證服務等。

　　多探頭方案需要在整個球面（3D，3 維信道模型）或水平面（2D，2 維信道模型）建立多個探頭以模擬各個方向（簇）的信號到達角及其角度擴展；如果要實現3D 信道模型，需模擬垂直方向上的信號到達角及其角度擴展，系統則更加復雜，同時每個雙極化探頭需要連接兩個獨立的信道仿真器物理通道，這意味著多探頭系統的成本將顯著高于其他方案，而實踐證明其校準和測試復雜性也同樣高于其他方案。在帶來昂貴與復雜性的同時，多探頭的優點也同樣顯而易見的，這種方法理論上能夠完全可控地再現信道模型，其信道驗證結果也證明了數學模型的預測，這個測試方法未來將可能升級發展成為真正的虛擬路程（VDT，Virtual Drive Test）：將終端經歷的外場環境在實驗室里可控地再現，不僅僅是認證測試的需要，同時是芯片、終端研發人員改善新技術、新算法的必由之路。

　　后文將主要討論基于多探頭的方法技術細節，并介紹廣播電視規劃院所開展的研究工作。

　　2.1.2、基于兩步法（2-Stage）的測試方案

　　兩步法最早由美國安捷倫（Agilent）公司的中國實驗室提出，并一直不斷堅持并完善著他們最初的設計理念。所謂兩步法，意思是在第一步當中通過某種方法，獲取到終端的天線方向圖，在第二步當中將獲取得到的天線方向圖數據導入基帶信道仿真器當中，然后對DUT 進行傳導測試，以便考量其基帶芯片及天線的整體性能，其典型實現如圖5 所示。

　　圖5、基于兩步法的測試方案

　　從理論上說，兩步法與多探頭方法是類似的，都是將DUT 置于模擬的幾何信道模型當中，這些信道模型可以是來源于標準模型，也可以是自定義的，只不過多探頭方法是通過構建物理暗室及多探頭，用信道仿真器在實際空間中重現信道模型，而兩步法則是將測得的天線方向圖放進基帶信道模擬器當中通過軟件仿真的方法對DUT 施加衰落影響。

　　目前，全球只有美國Agilent 公司在主推這種測試方法，圖4 暗室中基于多探頭的測試方案并得到了美國高通公司的支持——在兩步法中，通過芯片獲取天線的方向圖是至關重要的一步，因此該方法目前要求芯片必須提供這種測試模式。相比于多探頭的方法，兩步法的好處是不需要另外構建多探頭系統，相對地降低了投資成本和測試時間成本。然而這種方法通常會受到的質疑是：測量一個被測件的性能結論，其一部分測試數據依賴于被測件本身內部芯片的報告，這意味著測試者必須額外對芯片進行置信度評估；另一方面，對于未來類似波束賦形（Beamforming）等通過實時改變天線方向圖而改善終端性能的新技術，兩步法目前暫時還無法支持。而現實的情況是，諸如Apple 公司2013 年新上市的無線網橋產品“Airport Time Capsule”，已經聲明支持MIMO 中的波束賦形技術［1］。

　　2.1.3、基于混響室（RC， Reverberation Chamber） 的測試方案

　　混響室的概念與暗室正好相反，后者盡量避免信號在傳播到DUT 之前經歷反射，而前者則通過各種方法使信號在混響室內部盡量多地經歷反射之后再傳達到終端，以便使DUT經歷所謂的瑞利信道，目前至少有兩個公司在 3GPP 37.977中聲稱提供了自己的實現方案，見圖6 及圖7。

　　圖6、基于混響室的測試方案

　　圖7、基于混響室的測試方案

　　Bluetest 公司的奠基人是來自瑞典Chalmers 理工大學的Per-Simon Kildal 教授，他在天線設計的過程中，很早就開始嘗試將混響室應用于天線性能測量。他們早期將RC 測量方法于傳統單天線的設計，然后開始應用于MIMO 天線，并做了很多新的定義［22］［23］，最近幾年當中Per-Simon 與他的博士生陳小明逐漸提出并完善了在混響室中進行有源多天線終端吞吐量測試的方法，即基于RC的MIMO OTA方案［24］~［27］。類似的，西班牙Emite 公司的David Sanchez 領導的研究小組同樣在天線設計的過程中使用RC 的方案進行MIMO 天線與終端的測試，并提出了他們的一些新的思路。在這幾年國內的客戶試用過程中，Bluetest 公司通過商業運營在產品適用性建立了不錯的口碑。

　　無論對于無源單天線還是無源多天線，單獨使用RC 進行天線測試一般是基于RC 自身和參考天線的效率，對于真實終端的有源測試，可以認為RC 營造了一種瑞利信道的條件，瑞利信道是在單天線終端時代就已提出的概念，而我們從MIMO 信道模型可以看到，寬帶的MIMO 信道模型在時域、頻域、空間域乃至極化域都有了解析，由單獨RC 建立的內部瑞利信道既無法反映不同徑的到達時延，也無法控制不同徑的多普勒色散，更無法控制各徑的到達角，只能給出最終信號幅度服從瑞利分布的一個統計模型。為了解決精確描述時延特性等問題，RC 曾經考慮使用加入吸波材料引入額外的時延，但這種方法可控制性比較差，而且由于吸波材料的引入將改變K 因子，會使得測量不確定度擴大［27］。

　　在這種情況下，一個混響室與信道仿真器的升級方案——RC+CE——就被提出來，簡單一點說，信號在進入混響室之前，通過信道仿真器加入時延與多普勒頻移，用以彌補原單一RC方案的不足。這種方法雖然一定程度上解決了RC 在模擬信道模型中時延與多普勒時遇到的問題，但在引入信道仿真器的同時也弱化了原單一RC 在經濟性上的優勢，同時對于角度擴展、到達角等空間域的信息，由于混響室自身的固有條件限制，仍暫時無法描述。但正因不需描述空間信息，混響室方案的測試速度得以加快，且由于其測試過程中進行了統計平均，使得測試結果顯得穩定，而與此同時混響室方案對MIMO 系統在空間相關性的驗證能力，尤其是極化鑒別能力大幅下降，在美國摩托羅拉公司Istvan 做的一個實驗中RC 被證明完全無法鑒別終端的極化性能［28］。

　　2.1.4、基于分解法的測試方案

　　由德國R&S 倡導的分解法MIMO OTA 方案，其思想來源于德國RheinMain 大學的W. L. Schroeder 教授及其博士生馮一飛［29］。其示意圖見圖8。

　　圖8、基于分解法的測試方案（德國R&S 公司）

　　分解法曾經被稱為兩通道法，意即在測試過程中，有兩個發射天線將基站模擬器的信號發送給DUT，DUT 在水平面旋轉，而兩個探頭在垂直面上同時動作，他們首先遇到的一個問題在于DUT 測試位置（角度）與發射天線位置的選擇。

　　此外，R&S 的工程師聲稱此方法區別于多探頭全環法，在于“分解法是一種3D 的測試方法，而多探頭全環只做水平面2D 測試”，然而實際上，首先他們曲解了3D 信道模型的概念，另一方面，即使是分解法，在同一時刻，兩個發射天線與DUT實際上是在同一個平面之上。

　　在3GPP RAN4 的2013 年11 月一次會議當中，該方法未被列入正文。

　　2.2、多探頭方案國際研究動態與演進

　　從測試方法的角度上，對于基于信道仿真器與暗室、多探頭的方案，來自各國的研究者各自獨立地上做過大量的研究：芬蘭Pekka Ky?sti 在參考文獻［8］ 中詳細闡述了多探頭方案的原理，其中包含兩個信號合成方法：平面波合成（WFS， Wave Field Synthesis）與預衰落合成（PFS， Pre-Faded signal Synthesis）；美國Spirent 公司John Douglas Reed 在參考文獻［30］中闡述使用MIMO OTA 的方法對空間相關性進行重現；丹麥Aalborg 大學Gert Pedersen 教授帶領他的團隊與Intel 公司合作，自行搭建了暗室、多探頭和測試軟件，對SCME 等信道模型下LTE 終端的測試方法進行了研究，并對多探頭方案的系統配置和驗證給出了測試結果［31］~［33］；美國Apple 公司Matt A.Mow 等人對終端在MIMO OTA 測試過程中與傳導測試中的一致性比較方法進行研究，并申請了專利［34］。芬蘭原赫爾辛基大學Tommi Latinen 等對平面波合成的多探頭數量進行了研究［35］ ；日本松下公司與東京理工大學的研究證明了使用信道模擬器和多探頭的方法能夠產生準確的射頻信道模型，從而利用可控的空域相關性對MIMO 信道容量進行研究變為可能［36］，他們同時也給出了系統設計以及校準流程的建議［37］；英國Anite（前芬蘭Elektrobit）公司很早就展開了MIMO OTA測試可行性的研究，將仿真和實測結果與參考模型特性進行了對比，結果表明在大多數情況下OTA 與參考模型具有很高的一致性，證明了在暗室中可以產生所需的無線信道傳播特性［38］。

　　從信道模型的角度上，2000 年開始，基于射線的多天線信道模型就開始從Tap Delay Line 向Cluster Delay Line 過渡，2003 年3GPP TR 25.996 中定義了SCM，歐洲WINNER 項目進一步推動并細化了基于幾何的隨機信道模型GSCM 的發展。目前，雖然各個MIMO OTA 方案都在聲稱自己的優越性，但一個不爭的事實是，多探頭的信道模型是早于MIMO OTA方案就被工業與學術界認可，而其他幾個測試方案一方面對于電波傳播與信道模型涉及不多，另一方面都在將自己的測試結果與多探頭系統看齊。

　　大約從2008 年開始，全球范圍內有三個關注多入多出信道測試、建模以及MIMO OTA 測試的學術與標準化組織，分別在各自的范圍內對以上技術和論題展開交流和討論，他們是：

　　1 。 歐洲COST （European COoperation in Science and Technology）下的COST2100 及其后繼者IC1004

　　2. 北美CTIA（Cellular Telephone Industry Association）

　　3.“ 第三代合作項目”（3GPP）

　　目前在COST IC1004、3GPP 和CTIA 的討論中出現的幾種MIMO OTA 測試方法中，筆者認為基于信道仿真器與暗室多天線探頭的方案，能夠對SCM 信道模型中所定義的，MIMO 系統性能所依賴的角度擴展AS（Angle Spread），時延擴展DS（Delay Spread） 等信息進行控制和重現。其他的方案，如，混響室測試方案可以實現快速測試，但無法控制并還原角度擴展等對多天線系統性能有重要影響的信息，所以只能對終端提供有限的性能評估；而兩步法可以利用原SISO 的微波暗室，減少投資，但需要被測設備能夠支持測試模式，對于未來的波束賦形等新技術目前也還無法支持；分解法不再保留原來的信道模型的概念，使用統計的方法估算MIMO 系統性能，測試數據與真實環境的對應關系也缺乏數據的支持。

　　然而，多探頭測試方案的終極目標是實現3D 信號模型，這一方面需要暗室和天線探頭數量足夠多，另一方面要求信道仿真器提供足夠的物理通道，使得多探頭的3D 方案造價昂貴，很難一步到位。一種循序漸進的方法，是以單簇法作為一個起點，化整為零地建立一個可升級的多探頭系統。引用3GPP 37.977 中的描述，圖9（a） 描述的是多簇法，而（b） 描述的則是單簇法。

　　圖9、多探頭測試方案：多簇法與單簇法

　　簡而言之，在目前廣泛使用的2D 全環法多簇測試方案中，可以考察終端在不同的信道時延特性、多普勒譜、空間相關性和交叉極化比下的性能特性，但由于信道模型限制在水平面范圍內，所以無法描述來自垂直方向上的來波對終端性能的影響；類似的，在單簇法中，同樣可以考察終端在不同的信道時延特性、多普勒譜、空間相關性和交叉極化比下的性能評估，但由于限制在單簇范圍內，所以無法描述來自不同簇的來波；從這個意義上說，全環法的多簇，與單簇測試方法，都是多探頭3D 方法的一種折中方案。

　　3、ABP的工作進展

　　廣播電視規劃院（ABP）從2011 年開始介入了多天線終端測試方法的研究，目前主要建立了單簇法的多探頭MIMOOTA 測試系統，不僅對各個部件做了驗證［39］，而且對整個系統的最終信道模型做了驗證，并于2013 年開始參加了CTIA組織的比對測試［40］。本節將主要介紹這方面的內容。

　　3.1、ABP 單簇法MIMO OTA 系統

　　廣播電視規劃院的單簇法實驗室連接示意圖見圖10，這個方案最大的特點是由原來的常規單天線終端OTA 測試暗室（ETS AMS8600）改造而來，暗室的尺寸見表1。由于不需要另外搭建暗室，不僅使得系統建造的成本大幅下降，也同時免去了另建暗室尋址時的麻煩。在這個單簇法MIMO OTA 技術平臺上，包含信道驗證在內的大部分多探頭系統的基本研究得以推進。

　　表1、ABP 暗室數據

　　圖10、廣播電視規劃院（ABP） 單簇法MIMO OTA 測試系統

　　通過特別的設計，該系統可以在MIMO OTA 與常規OTA測試之間進行轉換，這種轉換需要2 個人花大約5~10 分鐘的時間，見圖11，因此系統能夠兼顧常規天線/ 終端OTA 測試與多天線終端的MIMO OTA 測試。

　　圖11、單簇法MIMO OTA 與SISO OTA 測試環境的切換

　　3.2、系統及各部件的驗證

　　3.2.1 暗室特性變化

　　如前文所述，ABP 的單簇MIMO OTA 在SISO 暗室的基礎上組建，通過在暗室內安置的天線支撐件，可以在短時間內進行兩種測試模式的切換，但相比于原SISO 暗室，增加的組件可能會影響暗室的特性，因此我們依照CTIA 的要求，在兩種環境下進行了紋波測試，分別完成了自由空間下的30cm半徑與50cm 半徑靜區在兩個頻點的比對，結果見表2 及表3。

　　表2、SISO 暗室的紋波測試比對驗證（30cm 靜區）

　　表3、SISO 暗室的紋波測試比對驗證（50cm 靜區）

　　測試結果表明擴展不確定幾乎沒有太大變化，增加天線支撐架后進行SISO OTA 測試的暗室環境的擴展不確定度仍然滿足CTIA 小于2 的要求。

　　3.2.2、信道仿真器特性及信號漂移

　　作為核心部件，信道仿真器的特性極大地影響著整個系圖10 廣播電視規劃院（ABP） 單簇法MIMO OTA 測試系統統的不確定度，我們需要知道信道仿真器設置及輸入信號對于輸出信號的影響程度；同時，信道仿真器作為一個有源設備，取決于內部部件的質量，其輸出信號的幅度與相位均可能會隨環境（溫度、濕度）發生不同程度的漂移，如果漂移情況嚴重，信道仿真器將會對整個系統的不確定度產生影響。

　　我們在兩個工作日分別做了不同的輸入功率下，一分鐘內信號仿真器的輸出信號幅度與相位的變化測試，最惡劣的結果記錄在表4 中，此外對兩個工作日的輸出信號做橫向比較，以便了解長期情況下，其信號的漂移情況。根據測試結果，推薦的操作是：進行MIMO OTA 測試時，應維持基站模擬器的輸入功率不變，根據信道仿真器設置，推薦輸入功率的范圍如下：

　　表4、信道仿真器的輸入設置對系統穩定性的影響

　　（EIL-20） ≤INPUT ≤（EIL+CE） （7）

　　也即輸入功率應該盡量接近期待功率（EIL），其變化范圍最小應大于設置的期待功率20dB以上，最大則不能比設置的期待功率的峰均比（CF）更大，否則系統的不確定將增大。對于信道仿真器的信號漂移，在符合式（7）的情況下，表5 的測試結果證明信道仿真器輸出信號的幅度漂移不超過0.1dB，相位變化不超過1.5 度，因此我們可以認為信道仿真器在整個測試過程中是較為穩定的。

　　表5、信道仿真器信號漂移研究（長期）

　　3.2.3、功率放大器特性及信號漂移

　　用于補償路徑衰減的功率放大器其通道數與信道仿真器相同，其特性同樣對整個系統的不確定度產生影響。通常，功率放大器需要有30 分鐘的預熱時間，在這段時間內，其輸出信號幅度可能有0.5dB~1dB 的變化，30 分鐘后輸出將趨穩，因此我們推薦整個系統的預熱時間一般在30 分鐘，之后再做所有其他的驗證或測試工作。

　　在開始測試之前，必須獲取功率放大器的線性工作區間，我們對所用到的功率放大器進行了四個頻點不同輸入功率的測試，其增益測試結果見圖 12，從圖中可以看出輸入功率大于-30dBm 時將逐漸進入1dB 壓縮點，因此我們所有后續工作中，將使得功率放大器的輸入功率控制在-30dBm 以下。

　　圖12、功率放大器的增益及線性范圍

　　功率放大器的長期信號漂移是描述對應于實驗室在兩個工作時段，這決定了實驗室是否能夠在幾周甚至幾個月時長內，沿用同一個校準數據。我們的摸底測試是在兩個工作日，對功率放大器分別重新啟動、預熱30 分鐘之后，輸入設置統一分別設置為-40dBm（線性區間之內），測試功率放大器的六個通道，在不同的頻率點的輸出信號幅度與相位的差異值，測試結果見圖 13，測試結果表明兩次測試功率放大器最大的信號幅度漂移可能超過1dB，相位漂移則相對較小，這意味著系統在不同的工作時間，測量不確定可能會由于功率放大器的信號漂移而大幅增大，因此我們建議系統應該進行日常校準工作，即校準文件需要經常進行更新。

　　功率放大器的短期信號漂移是描述對應于某一次測試過程中，如40 分鐘，輸出信號的變化，我們記錄到40 分鐘最大的信號幅度變化在0.1dB 以下，這證明在同一次測試過程中，功率放大器的信號漂移不會對系統測試結果產生影響。

　　圖13、功率放大器各通道的信號漂移（長期）

　　3.2.4、多探頭之間的耦合情況

　　對于多探頭系統，天線探頭之間的互相耦合可能會影響到測試結果，這種影響的評估在尺寸較小的暗室配置中顯得更為重要，在ABP MIMO OTA 單簇法系統中使用到了3 個雙極化的天線探頭，我們分別對3 個天線的兩種極化做了測試，測試結果見圖14，測試結果表明最大的耦合發生在3 號天線的垂直與水平極化之間，在1.2GHz 約為-18dB，其他耦合一般小于-30dB。

　　圖14、暗室內天線探頭之間及各極化方向的信號耦合情況

　　3.3、信道模型的驗證

　　作為系統信道環境重建成功與否的重要確認，在正式開始測試之前，無論是何種測試方法，均應當對暗室/ 混響室內部的信道模型做一個完整的驗證。廣播電視規劃院對單簇模型的信道驗證結果在參考文獻［40］ 中有詳細的介紹，PDP、多普勒頻移和空間相關性驗證的結果見圖15、表6 及圖16。

　　圖15、ABP 單簇法信道模型的驗證：時延特性

　　表6、多普勒擴展的驗證結果

　　圖16、ABP 單簇法信道模型的驗證：空間相關性

　　3.4、測試區域內的信號功率與SIR 驗證

　　在目前的MIMO OTA 針對吞吐量測試，必須對測試區域內的參考測試信號功率（RS-EPRE）及SIR 值進行驗證，否則不同實驗室之間的測試數據無法進行統一和比較。參考文獻［41］、［42］、［43］ 中列舉了測試功率及SIR 的定義和驗證方法。

　　廣播電視規劃院的單簇MIMO OTA 系統的信號功率與SIR 驗證結果在參考文獻［39］ 中已列舉，摘錄如下：在測試區域中的RS-EPRE 的計算值與實際測試值之間差異為-0.34861 dB ；在UMi、UMa/A、UMa/B 信道模型下，測試區域中的SIR 目標值與實際測試值之間的差異分別為-0.28dB，-0.58dB 及-0.47dB。

　　3.5、實際測試結果

　　在CTIA 開展的第二輪比對測試當中，廣播電視規劃院利用建立的單簇法MIMO OTA 測試系統對送樣的3 類天線及其終端進行了測試，測試結果表明單簇法可以很好地將3 個終端進行區分，不同的信道模型對終端吞吐量的影響也清晰可辨（圖17） 。

　　圖17、ABP 單簇法實測結果

　　4、結束語

　　在本文當中，以多探頭方案為主介紹了各種多天線終端的測試方法，并闡述了信道模型及其驗證在多天線終端的性能評估方案中的重要意義，對以單簇法為代表的多探頭方案在系統校準、信道驗證、測試方法等細節進行了詳細的論述。

　　中國的4G 牌照已于2013 年12 月4 日發放，多天線終端和MIMO 技術將逐漸成為主流，與此同時，隨著國家地面數字電視的推廣和高清多屏互動的應用，以802.11ac 為代表的WiFi 多天線技術也將進入普通家庭。在這個背景下，MIMO OTA 作為保障用戶體驗的終端性能評估方法，其研究和演進必然對整個無線通信行業及多天線技術的發展產生重要影響。