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　　RFID系統(tǒng)在全球的應(yīng)用已經(jīng)越來(lái)越廣泛，被譽(yù)為21世紀(jì)將會(huì)快速發(fā)展的新型技術(shù)。RFID系統(tǒng)可以應(yīng)用于多個(gè)頻段，不同頻段有著不同的特點(diǎn)，UHF頻段的RFID系統(tǒng)讀取速度較快，識(shí)別距離較遠(yuǎn)，近年來(lái)得到了很快的發(fā)展。本文將重點(diǎn)討論在UHF頻段中，RFID系統(tǒng)中微帶定向耦合器設(shè)計(jì)的改進(jìn)方案。

　　在很多RFID系統(tǒng)中，有一些微波多端口器件，放置于reader天線和信號(hào)處理模塊中間，用以分離輸出的reader信號(hào)和tag散射的信號(hào)，比如環(huán)形器，定向耦合器等等。環(huán)形器體積較大，又需要鐵氧體材料，制作成本較高，而微帶型的定向耦合器通常體積比較小，又很容易加工，因此在這些系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。微帶耦合器一般是用一段長(zhǎng)度為1/4波長(zhǎng)的微帶耦合線構(gòu)成，在平行的兩段導(dǎo)帶兩端分別加上兩個(gè)端口，構(gòu)成定向耦合器的四端口網(wǎng)絡(luò)。

　　但是，因?yàn)槲Ь€傳輸?shù)哪Ｊ讲皇菄?yán)格的TEM波，有少量的縱向場(chǎng)分量，造成了奇偶模式傳輸相速度不平衡，直接導(dǎo)致了微帶耦合器的定向性降低。如公式(1)所示：

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　　在這個(gè)公式中，i=e，o。從上式可以看出，奇偶模相速度是不一樣的，這不但會(huì)影響到微帶耦合器的耦合性能和定向性能，還會(huì)使得頻帶變窄。在這一點(diǎn)上，帶狀線比微帶線要好一些，因?yàn)閹铖詈暇€周圍填充介質(zhì)是均勻的，奇偶模相速度一致，傳輸TEM波，本身就比微帶線要有優(yōu)勢(shì)，但加工要麻煩一些，粘合中還會(huì)引入別的誤差。

　　正因?yàn)樯鲜龅脑颍F(xiàn)在市場(chǎng)上的定向耦合器的隔離度僅僅只有-30 dB左右，定向性通常不會(huì)超過(guò)20 dB。本文所介紹的一種新型的改進(jìn)方案，即是在耦合端添加高阻抗線，使得耦合端不匹配，有一定量的反射。這種反射能量經(jīng)過(guò)微帶線傳輸至隔離端，從而抵消部分隔離端的泄露能量，使得定向性大大提高。在接下來(lái)的實(shí)驗(yàn)中，可以看到，在指定頻點(diǎn)，隔離度可以達(dá)到-50dB以下，定向性可以達(dá)到-30dB。

　　1 耦合器模型的理論分析和仿真

　　微帶定向耦合器在ADS中的模型如圖1所示。是一個(gè)四端口器件，中間是一段耦合線。四個(gè)端口分別連接于外部的50 Ω端口。從5點(diǎn)到7點(diǎn)是高阻抗線，7端點(diǎn)接地，這個(gè)長(zhǎng)度是一個(gè)變量。連接每個(gè)端口(3端口除外)的微帶線寬度是2.25 mm，長(zhǎng)度是14.4 mm，3端口連接的微帶線寬度是1.4 mm，長(zhǎng)度是5 mm。耦合線的長(zhǎng)度是57.7 mm，導(dǎo)帶寬度是2.1 mm，導(dǎo)帶間距是O.45 mm。本文主要討論高阻抗線的作用，所以

　　先將高阻抗線長(zhǎng)度置于零。PCB板采用PTFE材料，介電常數(shù)是2.5，厚度是0.5cm。

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　　首先利用理論分析方法分析該定向耦合器。利用ADS中的line calculation工具，可以得到各個(gè)條線的特性阻抗和電長(zhǎng)度。連接1，2，4端口的微帶線特性阻抗為36.24 Ω，電長(zhǎng)度為22.6°，連接3端口的微帶線特性阻抗是50 Ω，電長(zhǎng)度為8.2°。耦合線的特性阻抗是37.5 Ω，奇模阻抗為33.72 Ω，偶模阻抗為41.73 Ω，耦合度為-19.48 dB，電長(zhǎng)度92.4°。理論上說(shuō)，如果耦合線的長(zhǎng)度為90°，耦合的能量最大，耦合端電壓最大，這從公式(2)可以看到。在ADS中，對(duì)這樣一款定向耦合器的仿真結(jié)果如圖2所示。

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　式中：C為耦合度;V3為耦合端輸出電壓;V0為耦合器輸入端電壓。顯然，當(dāng)長(zhǎng)度為90°時(shí)，tanθ=0，V3=CV0，耦合端信號(hào)最大。而該耦合器的長(zhǎng)度為92.4°，基本上符合耦合器的基本理論，這個(gè)耦合度的數(shù)值應(yīng)該和S31的數(shù)值接近。從后面的分析中可以看到，這個(gè)數(shù)值和矩量法計(jì)算的結(jié)果是基本一致的。另一個(gè)重要的參數(shù)是S41這個(gè)參數(shù)在理想耦合器理論中為0，但實(shí)際中顯然不為0，因?yàn)槠媾寄５牟黄胶庑裕湫阅苡锌赡茏儾睿踔梁懿睢Ａ硗庥脗鬏斁€等效理論分析辦法，分析輸入S11參數(shù)，但這種辦法也只能是粗略的分析，這是由于微帶線傳輸?shù)钠媾寄Ｏ嗨俣炔黄胶猓媾寄７至恳埠茈y計(jì)算。不過(guò)因?yàn)轳詈隙缺容^低，可以假設(shè)1端口到2端口的耦合線為一根獨(dú)立的無(wú)耗傳輸線來(lái)計(jì)算。 1，2端口的阻抗均是50 Ω。利用公式(3)可以計(jì)算的結(jié)果是，Zin1=44.25-j10.24 Ω，Zin2=30.7+j7.71 Ω，Zin3=37.12+j10.65 Ω。這里的1，2，3指的是圖上標(biāo)的點(diǎn)。用公式(4)可以計(jì)算得到Γ=0.13+j0.138，S11=-14.4 dB，從這個(gè)數(shù)據(jù)上看來(lái)阻抗匹配不是很好。現(xiàn)在的理論分析結(jié)果用以和后面的矩量法計(jì)算結(jié)果進(jìn)行比較。

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　　圖2(a)是S31和S41的圖，在900 MHz時(shí)S31為-19.116 dB，S41為-25.589 dB。圖2(b)是S11的圖，在800 MHz～1 GHz之間，S11均在-12 dB和-20 dB之間。從圖2上可以看出，這個(gè)耦合器的性能并不好。首先是S11在900 MHz時(shí)僅為-15.39 dB，定向耦合器是一個(gè)直通的設(shè)備，一般來(lái)說(shuō)S11必須要在-30 dB以下才合適，否則插入損耗有些過(guò)大，對(duì)系統(tǒng)有一些損害。另外定向性過(guò)低，在900MHz時(shí)，隔離度為-25.589dB，耦合度為-19.116dB，定向性只有6dB左右，而且在整個(gè)頻段，定向性都不超過(guò)8dB。這個(gè)結(jié)果顯然比較符合上文計(jì)算的結(jié)果，S11=-15.39dB接近上文中的-14.42 dB，而S31=-19.116 dB和最大耦合功率的理論值-19.48 dB也比較接近。

　　這樣的性能顯然是不滿足要求的。因?yàn)閠ag標(biāo)簽散射的信號(hào)和reader發(fā)射的信號(hào)功率差距在40～50 dB以上。而該耦合器的定向性只有8 dB，很難分離tag信號(hào)和reader信號(hào)。這在tag信號(hào)輸出端主要表現(xiàn)為，reader信號(hào)幅度比tag信號(hào)大得太多。尤其在放大器的輸出端，tag疊加在reader的連續(xù)波信號(hào)上部，很可能在tag信號(hào)還沒(méi)有放大到足夠可以檢測(cè)時(shí)，放大器就已經(jīng)飽和，這樣是很有害的。下面將調(diào)整定向耦合器的高阻抗線尺寸，使得耦合器達(dá)到比較好的指標(biāo)。

　　2 耦合器的改進(jìn)方法及效果

　　在這一節(jié)中，主要講述一種耦合器改進(jìn)方案，即是添加高阻抗線法。如圖1，高阻抗線的終端接地，屬于短路線，絕大多數(shù)的能量會(huì)反射回來(lái)。在理論上，利用這些反射的能量抵消耦合器在隔離端(port4)的能量以提高其隔離度。4端口泄露的能量除了耦合器本身的隔離度不佳以外，在實(shí)際應(yīng)用中，還包含有從2端口反射回來(lái)的信號(hào)在4端口上的耦合，這個(gè)反射信號(hào)主要是天線的失配造成。在這里僅認(rèn)為2端口是理想的匹配負(fù)載。在理想耦合器中，隔離端泄露的信號(hào)比耦合端的信號(hào)延遲90°，而抵消信號(hào)和隔離端信號(hào)應(yīng)該正好相差180°。由于是抵消信號(hào)主要由高阻抗線終端反射，因此在圖1中，4點(diǎn)到7點(diǎn)的電長(zhǎng)度應(yīng)該為90°左右。這樣，反射信號(hào)傳輸至4點(diǎn)就會(huì)出現(xiàn)反向，然后再傳輸至6點(diǎn)，和隔離端的信號(hào)也正好是反向的。調(diào)節(jié)高阻抗線的寬度，可以控制反射信號(hào)的功率;調(diào)節(jié)其長(zhǎng)度，可以控制反射信號(hào)的相位。經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)，高阻抗線的長(zhǎng)度為53.7 mm，寬度為0.4 mm，這個(gè)長(zhǎng)度加上連接3端口的5 mm短微帶線，電長(zhǎng)度接近90°(91.2°)。仿真的S11，S31和S41結(jié)果如圖3所示。

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　　從圖3中明顯可以看出，S11只有很小的變化，這是因?yàn)轳詈系?，4端口之間耦合線的能量比較小，對(duì)輸入反射系數(shù)影響比較小，而在改進(jìn)型中，并沒(méi)有改變除了高阻抗線以外的參數(shù)。S31和S41均有變化，尤其是s41變化很明顯，從-25 dB變到-51 dB，而S31也有變化，從-19 dB變化到-21 dB。S31的變化主要是因?yàn)樵黾恿烁咦杩咕€，3端口的匹配狀況發(fā)生改變，反射增加了，因此3端口的能量有小幅度下降。S41下降非常明顯，到了近乎-51 dB，致使定向性超過(guò)30 dB，這是因?yàn)楦咦杩咕€的反射抵消。這個(gè)定向性已經(jīng)非常高，超過(guò)了市場(chǎng)上絕大多數(shù)的定向耦合器的指標(biāo)，這樣的定向耦合器在RFID系統(tǒng)的應(yīng)用中是很有用的。值得指出的是，雖然應(yīng)用了這樣高性能的耦合器，reader信號(hào)仍然比tag信號(hào)要大很多，但系統(tǒng)分辨力是增加了，可以識(shí)別更小功率的tag散射信號(hào)。如果兩種信號(hào)幅度相差不是特別大，可以在放大器不飽和的條件下得到tag散射信號(hào)。

　　但是從圖3中也可以看出耦合器的缺點(diǎn)，最明顯的就是高定向性的帶寬非常窄，20 dB也只有20 MHz左右，這是因?yàn)轳詈掀鞅旧硇阅鼙容^差。如果是一個(gè)性能本身較好的耦合器，再加上高阻抗線進(jìn)行調(diào)節(jié)，可以得到一個(gè)比較滿意的頻率特性。而中間最低的903 MHz處能顯示出這么高的定向性，顯然是由于在這個(gè)頻率上，隔離端的漏信號(hào)剛好和反射抵消信號(hào)是反向的。

　　3 結(jié)論

　　在RFID系統(tǒng)中，耦合器，環(huán)形器等多端口網(wǎng)絡(luò)是非常重要的部件，主要是用于分離reader和tag信號(hào)。但是市場(chǎng)上一般的定向耦合器最多只能達(dá)到20 dB的定向性，這樣的耦合器很有局限性。應(yīng)用于RFID系統(tǒng)中，分離tag信號(hào)的能力比較弱，或者說(shuō)，只有在tag信號(hào)比較強(qiáng)時(shí)才能從信道中分離出。因此需要對(duì)其結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)。

　　理論上的定向耦合器在隔離端的信號(hào)強(qiáng)度為0，但是在實(shí)際中，由于奇偶模相速度的不平衡，在傳輸?shù)倪^(guò)程中，奇偶模的分量往往發(fā)生改變，隔離端的信號(hào)便不為0，甚至很大。在文中提出的那款模型，隔離端泄露的信號(hào)強(qiáng)度就非常大，僅僅比耦合端小6 dB左右。為了提高定向性，提出了添加高阻抗線法，這種方法是利用高阻抗線終端的反射信號(hào)來(lái)抵消隔離端的泄露信號(hào)。

　　高阻抗線的一個(gè)重要結(jié)論是，其終端到耦合端的電長(zhǎng)度大約為90°。根據(jù)微帶耦合器理論，要達(dá)到最佳的耦合效果，耦合端和隔離端的長(zhǎng)度大約為90°，信號(hào)相位也相差90°。反射信號(hào)要與隔離端信號(hào)相差180°，在高阻抗線終端反射回耦合端的信號(hào)與耦合端原信號(hào)必須反向，這樣才能在傳輸90°以后和隔離端的信號(hào)正好反向。另外通過(guò)改變高阻抗線的線寬，可以調(diào)節(jié)反射信號(hào)的強(qiáng)弱。遵循這一原則，通過(guò)對(duì)高阻抗線的調(diào)節(jié)，使得耦合器在903 MHz時(shí)，達(dá)到-50 dB的隔離度，并使定向性達(dá)到30 dB以上。