超高頻RFID射頻接口電路設計 - 全文

　　1 引言

　　近年來，915MHz以及2.45GHz等UHF波段的射頻標簽由于工作距離遠，天線尺寸小等優點越來越受到重視。射頻標簽芯片的射頻接口模塊包括電源恢復電路、穩壓電路和解調整形電路。射頻接口的設計直接影響到射頻標簽的關鍵性能指標。

　　本文對射頻標簽能量供應原理進行了詳細的理論分析，并完成了電源恢復電路、穩壓電路和解調整形電路的設計。

　　2 原理分析

　　2.1 電源恢復

　　無源射頻標簽依靠讀寫器發射出的電磁波獲取能量。標簽芯片獲得的能量與很多因素都有關系，例如空間環境的反射，傳播媒介的吸收系數，溫度等。在理想自由空間，連續載波的情況下，有下面的近似公式：

　　式中，Ptag_IC是芯片接收到的能量，Preader為讀寫器發射功率，Gtag是標簽天線增益，Greader是讀寫器天線增益，R為標簽到讀寫器的距離。

　　可以看到，標簽接收到的功率主要和距離與載波頻率相關，隨距離的增大迅速減小，隨頻率的增加而減小。PreaderRreader也稱為EIRP，即等效全向發射功率。它受到國際標準約束，通常在27~36dBm左右。例如，按照北美標準，讀寫器等效發射功率EIRP應小于4W，即36dBm。在自由空間中，915MHz的信號在4m處衰減為43.74dB。假設標簽天線增益為1.5dBi，則在4m處無源射頻標簽可能獲得的最大功率只有約 -6.24dBm，238W。利用標準的偶極子天線，在915MHz天線端能夠獲得的電壓約200mV。在如此低的輸入信號幅度下，采用普通全波或半波整流電路無法獲得所需的直流電壓，因此需要采用倍壓結構的電源恢復電路。

　　倍壓結構的電源恢復電路如圖1所示。圖中的二極管在實際應用時通常用MOS管替代。輸入正弦交流信號RFin=VAsint。在RFin負半周期時，M0導通，C1充電。C1兩端能夠獲得的最大電壓為VA-Vd，其中，Vd為MOS管M0兩端的電壓降。

　　RFin正半周期時，節點1的最大電壓為VA+(VA-Vd)。該電壓使得M1導通，C2充電，直到C2兩端達到最大電壓，即節點2的最大電壓，為 VA+(VA-Vd)-Vd=2(VA-Vd)。依次類推，C3兩端能夠獲得的最大電壓為3(VA-Vd)，節點4的最大電壓為4(VA-Vd)。節點 2N的最大電壓為2N(VA-Vd)。于是，對于2N級電路，輸出直流電壓為：

　　考慮輸出負載的情況。假設負載抽取電流為Iout，輸入交流信號頻率為fsig，所有電容值都為C，則輸出電壓降低2NIout/Cfsig。于是，考慮輸出負載情況下的輸出電壓為：

　　2.2 穩壓

　　在4W等效發射功率下，距讀寫器20cm處，采用增益1.5dBi的接收天線，標簽接收到的最大功率達到95.5mW，超過標簽在4m處接收到最大功率的400倍。為了保證標簽在近場和遠場都能夠可靠工作，需要有效的穩壓電路使得標簽在近場能夠保持電壓不超過正常工作電壓范圍。

　　通常的并聯式穩壓結構如圖2所示。當Vout大于穩壓電路開啟閾值時，穩壓電路內的瀉流管Mp開啟，從瀉流管瀉放電流，使電壓降低。

　　2.3 解調

　　本文提出的射頻接口是針對滿足ANSNCITS256??1999射頻標簽協議的標簽芯片設計的。根據ANSNCITS256??1999射頻標簽協議規范，讀寫器到標簽的信號為OnOffKey(OOK)調制信號。

　　因此，解調電路可采用二極管包絡檢波解調實現。

　　3 設計實現

　　3.1 電源恢復電路

　　根據設計指標，要在915MHz信號輸入幅度200mV，負載電流20A時獲得大于2V的直流電壓。則根據(3)式，可得N>5。因此，所需倍壓電路最低級數為12級。考慮到MOS管導通壓降的損失和寄生效應帶來的損失，電源恢復電路采用16級的倍壓電路結構，利用零閾值NMOS管實現。倍壓式電源恢復電路的末端最后一個電容為儲能電容，取200pF。

　　3.2 穩壓電路

　　根據設計協議要求，輸入信號為OOK信號在OOK信號的關斷時刻，由于圖2中瀉流管Mp無法瞬間關閉，于是繼續從儲能電容Cs上抽取電流，從而導致電源電壓Vout出現較大下脈沖凹陷。為解決該問題，將并聯穩壓電路改進，如圖3所示。瀉流管Mo1和Mo2的電流抽取點從Vout端移至節點p。這樣，當瀉流管開啟，OOK信號的關斷時刻到來時，由于二極管連接的MOS管M3、M4的反向截止作用，儲能電容Cs上的電荷不會從瀉流管上被抽取走，從而避免了瀉流管造成的電源電壓下脈沖凹陷的問題。穩壓電路穩壓值設計在2.4V。