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調節MAX2009/MAX2010 RF預失真器以優化系統性能
類似于WCDMA的線性調制方案能夠支持較高的數據速率，每個載波允許多個無線連接，但會造成載波信號較高的峰均比。所以，當前的放大器不得不增大散熱面積以滿足鄰信道泄漏的限制。由于PA (功率放大器)的效率下降，PA同樣需要較大的散熱面積，需要采用線性化技術以最小的IM (互調)獲得最高效率。本應用筆記詳細介紹了調節MAX2009/MAX2010模擬預失真器以優化IC性能的不同技術。
引言
類似于WCDMA的線性調制方案能夠支持較高的數據速率，每個載波允許多個無線連接，但會造成載波信號較高的峰均比。與恒包絡調制不同(恒包絡調制中允許PA (功率放大器)采用小尺寸)，目前應用中的放大器必須采用較大的散熱面積，以滿足鄰信道泄漏的要求。PA效率的下降同樣需要PA占用較大的散熱面積，需要采用線性化技術以最小的IM (互調)實現最高效率。
眾所周知的線性化技術，例如：前饋(FFW)和數字預失真(DPD)，費用昂貴且需要相當大的空間。這就需要尋求一種元件數量少、易于操作的方法。
與FFW或DPD相比，MAX2009/MAX2010模擬RF預失真器需要非常少的外部元件，易于調節，并且具有相當大的線性范圍。
MAX2009/MAX2010依靠RF頻率下的AM-AM和AM-PM曲線校準提高IM3和ACPR性能。芯片內部測量信號功率，并將相位和增益預失真為電流信號幅度的函數。盡管AM-AM和AM-PM校準采用無記憶電路，AB類放大器仍然能夠從Maxim?器件產生的負失真信號中獲益，顯著地改善系統性能。
與所有線性化技術一樣，采用好的信號削波算法能夠在PA之前降低信號的峰均比(沒有超過EMV限制)，有助于模擬預失真。MAX2009/MAX2010配合適當的信號削波方案能夠獲得最佳性能。
預失真器原理
對于指定的正弦RF輸入，RF頻率下放大器的壓縮失真通常類似于圖1。預失真器對輸入信號進行失真處理，以抵消放大器造成的失真。結果得到凈線性傳輸函數。
圖1. 幅值失真傳輸函數
相位失真操作幾乎相同。大多數放大器都傾向于隨著幅度的增大而增大輸入信號延時。這意味著輸出信號的相位隨幅度的增大而減小。預失真器的相位調整則相反，將延時作為幅度的函數，隨幅度增大而減小。最終形成一個固定延時的傳輸函數。
圖2. 相位失真傳輸函數
上圖所示為VIN/VOUT瞬態特性。對于RF放大器來說，即使可能實現，也非常困難。對于一個無記憶系統，通過簡單繪制AM-AM和AM-PM曲線圖，可完全描述放大器的非線性特性。圖3所示為AM-AM和AM-PM曲線示例。輸入信號為單頻率，x軸表示輸入功率，AM-AM和AM-PM曲線分別表示增益的幅值和相位。注意，相位壓縮在幅度壓縮之前進行，這一點對于選擇正確的模擬預失真方法非常重要。
圖3. AM-AM和AM-PM曲線
任何實際使用的放大器都具有一定程度的非線性，這種非線性可通過泰勒級數展開，表示成非線性傳輸函數：
VOUT = K0 + K1VIN + K2VIN2 + K3VIN3 + ... + KNVINN
偶次諧波遠離基波，其系數數值很小可忽略不計，諧波分量的幅值隨著諧波次數的增大而減小。所以，大多數情況下利用3次和5次諧波即可準確地描述實際的非線性放大器。根據所要求的線性度的不同，高階項在有些情況下可能非常重要。K3、K5、…等系數越大，放大器的非線性越嚴重，AM-AM和AM-PM曲線偏離理想直線越遠。對于任何類型的放大器，預失真的目的都是盡可能改善系統的AM-AM和AM-PM曲線，從而將不希望的交調產物降至最小。
放大器預失真的準備工作
MAX2009/MAX2010的典型功能是擴展相位和增益，以補償放大器的相位和增益壓縮。這個過程相當于線性映射，功率管壓縮曲線的每個點都對應于一個相位和增益修正值。實際應用中，放大器在一定程度上受記憶效應的影響。與其它半導體器件一樣，功率管特性隨溫度變化，由于功率放大器的效率受限，大多數功率被轉化為熱量。這種能量轉換對應于幾個不同的時間常數。整個放大器變熱需要幾分鐘，晶體管封裝變熱需要幾秒鐘，而一個LDMOS通道發熱的時間則是微秒級的1。所以，若一個信號包絡的功率變化非常快，例如WCDMA，有效通道的溫度將不再保持恒定，而是隨調制信號變化。這就造成了記憶效應。若只是簡單重啟，由于放大器驅動從峰值向下變化時通道溫度較高，會造成在沿壓縮曲線向上和向下驅動時的表現不同。對于CDMA信號，這會影響到后面的多個數據芯片，意味著較大的EVM和互調產物。
管理記憶效應
可以用不同方式表示記憶效應(圖4)。最直接的方法是使用自定義的CDMA編碼，使平均功率較低，并且兩個連續峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解調輸出信號顯示出不同幅度的峰值，則說明存在記憶效應。
圖4. 記憶效應
一種常被用來識別放大器記憶效應的方法是測量輸出頻譜。不相等的IM邊帶說明放大器存在記憶效應(圖5)。
圖5. 放大器輸出頻譜說明存在記憶效應
無記憶模擬預失真器只能改善失真的非記憶部分，因此必須優化放大器以達到最小的記憶效應。
造成記憶效應的原因有多個，并非所有原因都能夠由電路設計人員左右。雖然很難降低LDMOS通道的發熱，但對包括所有驅動器的有源器件進行適當散熱非常關鍵。
合理的電路設計能夠減輕記憶效應的影響。為了避免載波調制引起電源電壓變化，有必要在調制帶寬范圍內對電源進行濾波。
優化最大增益時，通常要將輸入偏置匹配優化于高阻抗，但這對非線性柵極電容影響較大。輕微的匹配失諧雖然降低了零點幾分貝的放大器增益，但可顯著改善記憶效應。經驗2表明：如果對放大器進行優化，使其在超出信號帶寬的較寬頻率范圍內保持平坦的傳輸特性，可有效降低記憶效應。當采用商用化PA測試板對MAX2009進行測試時，很難對測試板上的偏置電路進行改動。這時可讓測試板工作于一個非優化頻率，或嘗試優化在放大器工作帶寬的其它頻率。如果對于不同頻率，IM邊帶形狀不同，則表明由于不合理的電路設計造成了記憶效應；如果IM的改善程度隨不同頻率而變化，則表明匹配電路設計不理想，還有很大的改進余地。
最后，驅動末級放大器的驅動器輸出阻抗也會帶來一定影響。如果采用了商業化驅動放大器的EV (評估)板，評估板一般針對50Ω負載進行優化，實現較高增益和效率。但其輸出阻抗在所要求的頻率下一般并非“真正”的50Ω。因此，最好利用網絡分析儀測量實際的驅動器輸出阻抗，采用并聯電容或電感重新匹配，將輸出阻抗的電抗分量優化至最小。某些情況下，此舉能夠提高預失真器的IM改善程度。雖然基于設計經驗，但該方法很有效。然而，多數情況下很難確定功放最后一級的輸入阻抗，因為實際測量中網絡分析儀要求的輸入功率過高。
AB類放大器的預失真
目前，大多數使用非恒包絡調制的應用(例如：WCDMA)都采用AB類放大器。因為這類放大器的效率比A類放大器高，并可滿足線性要求。
圖6、圖7和圖8所示為帶有LDMOS驅動放大器的AB類LDMOS PA的輸出頻譜，利用MAX2009模擬預失真降低ACPR以及IM3。
圖6. POUT = 19W (Motorola? MW41C2230和MRF21085)時的輸出頻譜
測量條件(測量配置如圖9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的雙載波WCDMA信號
PB_IN* = 1.46V
PF_S1/2* = 4.1V
PD_CS1* = 5V
PD_CS2* = 0V
*不同控制電壓的說明請參考MAX2009/MAX2010數據資料。
圖7. POUT = 38W (Motorola MW41C2230和MRF5P21180)時的輸出頻譜
測量條件(測量配置如圖9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的雙載波WCDMA信號
PB_IN = 1.52V
PF_S1/2 = 4.9V
PD_CS1 = 0V
PD_CS2 = 0V
圖8. POUT = 19W (Motorola 21085)時的單載波輸出頻譜
測量條件(測量配置如圖9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的單載波WCDMA信號
PB_IN = 1.6V
PF_S1/2 = 5.0V
PD_CS1 = 5V
PD_CS2 = 0V
圖9所示為實驗中使用的典型測量配置。
圖9. 典型測量配置，請注意ACPR不包括MAX2009的失真，該失真可通過將PB_IN設置為5V使其最小。
如何正確調節MAX2009/MAX2010
本文介紹的調節MAX2009/MAX2010的方法并不是唯一可行的方式，但實踐證明該方法速度非常快，且能夠達到最佳結果。
第1步：將預失真器插入通道。相位部分，8dBm至12dBm平均輸入功率，峰均比達到10dB。僅連接相位部分，設置PB_IN = 5V，關閉相位擴展。調節預失真器之后的增益/衰減，使PA具有正確的輸出功率。
第2步：測量注入主PA的ACPR。它應該比預失真器預計達到的目標ACPR至少高3dB。
第3步：在標稱斜率(PD_CS1 = 0V；PD_CS2 = 5V；PF_S1 = 5V)下，緩慢地向下調節PB_IN。將頻譜分析儀設置為快速掃描和低平均速率(均值 = 4)。降低PB_IN會加大預失真器產生的失真。調節PB_IN以獲得最優性能。如果沒有看到性能改善，則將PB_IN維持在性能開始劣化的位置。
如果沒有找到性能開始劣化或改善的PB_IN，則說明預失真器的平均輸入功率太低，預失真器不能產生足夠高的失真。如果PB_IN = 5V時ACPR下降，則說明預失真器的平均輸入功率太高。
第4步：微調PF_S1和PB_IN以獲得最佳性能。PF_S1偏置變容二極管并可能超過5V。調節控制，使上邊帶和下邊帶獲得均等的IM3/ACPR性能。
如果在PF_S1 > 5V時獲得最佳性能，將PD_CS2改為0V，使最優PF_S1電壓在5V范圍內。
如果在PF_S1 < 0.5V時獲得最佳性能，將PD_CS1改為5V，使最優PF_S1電壓大于0.5V。因為RF信號會使變容二極管導通，所以較低的PF_S1電壓不可取，會大幅降低性能。
第5步：調節PA的直流偏置電壓進一步改善性能和效率。偏置電壓的改變會改變下邊帶/上邊帶功率之差和相位之差。這是獲得最佳性能的重要一步。
第6步：重復第4步和第5步，直到無法進一步改善性能為止。
相位部分具有一些與輸入功率相關的寄生增益擴展。這種寄生效應可能有益，并且能夠提供更多改善。一旦找到了初始配置的最佳調節，則用不同的平均輸入功率進行實驗，查看是否可獲得進一步的改善。但是，必須謹慎操作，確保平均輸入功率的改變不會降低所有前置驅動產生的ACPR/IM3。
放大器的自熱會影響性能，須確保溫度穩定后調節放大器。
如果沒有獲得改善或只是確認預失真的結果，則應測量放大器的壓縮效應。由于連續兩個測量點之間增益掃描時間過長，不能使用網絡分析儀進行測量。對于如此緩慢的測量，放大器有足夠的時間適應新的功率電平。實際上，由于調制包絡的原因，功率電平變化很快。若要描述實際工作條件下的放大器，必須通過使用激勵信號測量失真，該激勵信號呈現出與相應的調制方案相同的峰均比和帶寬。Rohde & Schwarz3提供的AMPTUNE軟件工具包能夠對實際工作條件下PA的壓縮特性進行測量。
圖10所示為180W LDMOS晶體管在采用MAX2009預失真器進行預失真前后的AM-PM特性(38W輸出功率)。本例為WCDMA系統，利用一個峰均比為10dB的5MHz帶寬噪聲信號作為激勵。
圖10. 用AMPTUNE軟件3進行相位壓縮測量
注意，該軟件程序顯示了壓縮曲線以及計算擴展，這是對放大器進行線性化所必需的。
MAX2009/MAX2010的其它應用示例
MAX2009/MAX2010將相位和增益作為信號幅值的一個函數進行擴展，從而補償放大器的壓縮效應。并非必須在系統的最終頻率處進行優化，也可以在IF級完成。這種方法將MAX2009/MAX2010的應用范圍從0.1GHz擴展至2.5GHz，適用于其它應用，例如衛星通信(圖11)。
圖11. 利用MAX2009/MAX2010在IF級進行預失真
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