雙音和WCDMA調(diào)制阻塞的有效IM2分量評估

引言

近年來隨著第3代(3G)無線網(wǎng)絡(luò)在日本(IMT-2000)、歐洲(UMIST)和美國(CDMA2000)的推廣，3G移動手機(jī)所需的低成本、低功耗和小形狀系數(shù)的用戶設(shè)備(UE)變得重要起來。采用硅工藝、電路設(shè)計(jì)技術(shù)實(shí)現(xiàn)的直接下變頻接收結(jié)構(gòu)是3G手機(jī)高集成平臺的一種有前途的系統(tǒng)方案。本文給出3G無線電的商業(yè)用全集成零中頻接收機(jī)方案(圖1)。廣泛討論接收機(jī)輸入2階截點(diǎn)(IIP2)，因?yàn)樗侵苯幼冾l接收機(jī)的關(guān)鍵性能指標(biāo)。在此給出測量、仿真和計(jì)算結(jié)果。

圖1 3GPP FDD手機(jī)無線電用直接變頻接收器IC

圖2 由零中頻接收器中雙音阻塞引起的2階互調(diào)失真

圖3 UL參考信道和DL 16信道阻塞的CCDF

直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)

如圖1所示，直接變頻或零中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)是實(shí)現(xiàn)接收機(jī)完全片上集成的途經(jīng)，直接解調(diào)信號為基帶I和Q信號。在3G WCDMA FDD(全雙工)工作模式，只需要一個外部雙工器分離RX和TX部分。而且，在FDD無線電中需要后置LAN RF濾波器，以抑制解調(diào)器輸入中的帶外阻塞和發(fā)送器泄露。在零中頻接收器IC中，由片上低通濾波器實(shí)現(xiàn)基帶的通道選擇。其后是通道濾波，基帶中的I/Q信號被無線電調(diào)制解調(diào)器IC的模擬基帶部分?jǐn)?shù)字化之前由可變增益放大器(VGA)放大。

2階失真效應(yīng)

在零中頻接收機(jī)中，2階互調(diào)分量(IM2)是一個干擾源，而必須使接收機(jī)基帶通道中的這些成分最小。在零中頻接收機(jī)中，前端2階非線性解調(diào)調(diào)幅信號后，阻差分量落入基帶內(nèi)。由于這些2階IM2分量是由阻塞包絡(luò)的平方項(xiàng)組成的，所以基帶中這些不希望的頻譜分量的帶寬可能達(dá)到阻塞振幅包絡(luò)帶寬的2倍。IM2分量依賴于基帶中所希望的信號調(diào)制帶寬，所以這些IM2分量將部分地或全部導(dǎo)致接收機(jī)干擾容限。

這里所討論的IM2失真分量是發(fā)生在零中頻接收機(jī)下變頻器中，這是由于LNA中的低頻IM2分量通常由LNA和混頻單元之間的AC耦合或帶通濾波濾掉。在零中頻接收機(jī)中有多種IM2分量生成機(jī)制。然而，主要有下面兩種IM2來源：

RF自混頻：這是由于在零中頻接收機(jī)的混頻器中轉(zhuǎn)換級的非理想硬開關(guān)I-V特性和雜散耦合導(dǎo)致RF信號漏進(jìn)LO端口所引起的。

下變頻器RF級2階非線性和LO級開關(guān)失配：在零中頻接收機(jī)的I/Q混頻器輸入引入強(qiáng)CW或調(diào)制阻塞時，混頻器跨導(dǎo)或RF級的有源器件的2階非線性將產(chǎn)生低頻IM2分量。

IIP2公式推導(dǎo)

接收器前端的弱非線性特性可表示為：

∧ (1)

接收器的輸入信號(見圖2)表示為，總雙音功率等于A2/R。接收器前端的2階失真分量為：

(2)

在(f1+f2)和(f1-f2)總輸出IM2分量(包括總DC偏移)表示為：

(3)

輸出IM2分量(方程3)中和系統(tǒng)阻抗R有關(guān)的總功率計(jì)算如下：

(4)

根據(jù)定義，在IIP2功率電平，總輸入信號功率等于輸出IM2分量(方程4)中的總功率，除以增益因數(shù)|a1|2可寫為：

(5)

根據(jù)總雙音輸入功率等于P2T=A2/R，與接收器有關(guān)的IM2分量的總功率電平(方程4)可表示為：

(6)

注意方程4中的IM2分量總功率電平，它是由DC中的50%(-3dB)IM2分量、f1-f2中的25%(-6dB)分量、f1+f2中的25%(-6dB)IM2分量組成。因此，在f1-f2中IM2分量的功率電平可以從方程4和方程6推導(dǎo)出：

(7)

其中每個音的功率電平(在f1或f2中P1T)是總雙音功率的50%，。

有效低頻IM2分量

在3GPP WCDMA無線通信中，對接收器輸入嚴(yán)重的干擾不是雙音型，而是寬帶數(shù)字調(diào)制阻塞部分。因此，估算調(diào)制阻塞的有效低頻分量非常重要，以便得到滿足誤碼率性能要求的接收器IIP2。這就需要了解調(diào)制阻塞的特性。特別是它的非恒定包絡(luò)，這是由于它將RF阻塞變換到基帶，包括包絡(luò)的平方項(xiàng)。在3G標(biāo)準(zhǔn)測試案例7.3.1和7.6.1給出3GPP WCDMA接收器中兩個主要的調(diào)制阻塞。第一個測試案例7.3.1規(guī)定傳輸上行鏈路(UL)信號在天線處為最大功率電平(+24dBm)時，對于BER<10-3所需要的最小靈敏度。第2個測試案例7.6.1規(guī)定天線連接器處對于BER>10-3所需最小接收信號，調(diào)制下行鏈路(DL)阻塞為-44dBm，偏離所希望信號15MHz、在天線處傳輸UL功率是+20dBm情況下。

在3GPP標(biāo)準(zhǔn)文件A.1表中給出了在3GWCDMA手機(jī)的天線處傳輸UL信號參考測量信道(12.2kbps)結(jié)構(gòu)。它由專用物理數(shù)據(jù)信道(DPDCH)和專用物理控制信道(DPCCH)組成。在無線電調(diào)制解調(diào)器部分，DPDCH和DPCCH信道都擴(kuò)展到3.84Mcps，標(biāo)定到適當(dāng)?shù)墓β时?/span>(DPCCH/DPDCH=-5.46dB)、HPSK編碼并用1.92MHz平方根余弦(RRC)濾波器(滾降因數(shù)a=0.22)濾波。另外，前向信道調(diào)制阻塞(與所希望信道偏移15MHz)由測試所需的公共信道(Table C.7標(biāo)定)和16個專用數(shù)據(jù)信道(Table C.6標(biāo)定)組成。信號是QPSK混合編碼，擴(kuò)展到3.84Mcps、編碼并用RRC濾波器(類似于UL信號)濾波。信號-3dB帶寬等于3.84MHz(在RF)，而且總信號功率的99%是在4.12MHz帶寬(-6dBBW)內(nèi)。為了理解調(diào)制UL發(fā)送信號或調(diào)制DL16通道信號的包絡(luò)特性和估算WCDMA零中頻接收器中這些信號的有效IM2分量，首先研究用互補(bǔ)分布函數(shù)(CCDF)表示的每種信號中的功率統(tǒng)計(jì)。CCDF給出信號與概率關(guān)系的峰值平均功率比(PAR)。圖3示出UL傳輸信號和DL16信道信號的ADS(Advanced Design System)仿真CCDF。

注意圖3中在基于一個發(fā)送DPDCH的UL參考信道的0.1%概率處，PAR為3.1dB。另外，包含16個專用通信信道的DL阻塞(在15MHz偏移)具有8.4dB PAR(在概率0.1%)，這幾乎等同于高斯噪聲信號。下面將示出的有效低頻IM2分量估算不同于兩個標(biāo)準(zhǔn)測試案例，這是因?yàn)閮蓚€不同阻塞分量之間的PAR不同。

研究WCDMA零中頻接收器輸入端調(diào)制阻塞IM2分量的ADS IM2仿真模板示如圖4。IM2分量由RRC濾波器濾波，此濾波器與基站發(fā)送器RRC濾波器匹配。仿真中所測量的總低頻IM2分量在所希望的oHz~2.06MHz基帶信號頻帶內(nèi)，這是RF信號的99%功率帶寬的一半。

在圖5和圖6中分別示出WCDMA UL參考測量信道(12.2kbps)和WCDMA DL 16信道阻塞在零中頻下變頻器基帶輸出的仿真IM2分量頻譜。在ADS模板中，為了仿真，用0dBm的調(diào)制阻塞功率和等于+30dBm的零中頻下變頻器IIP2。對于0dBm WCDMA UL發(fā)送信號在1KHz...2.06MHz所希望的信號通帶內(nèi)積分，得到總的低頻IM2分量的功率等于-43.7dBm。2階非線性所引起的DC偏移為5mV，這等效于50Ω上產(chǎn)生-33dBm(圖5)。另外，對于0dBm WCDMA DL 16信道阻塞的總IM2分量的功率電平，在1KHz...2.06MHz所希望信號通帶內(nèi)積分等于-33.1dBm。2階非線性引起的總DC偏移等于5mV(圖6)。根據(jù)方程6，假定在零中頻下變頻器輸入端雙音阻塞總功率電平為0，則接收器輸入的總IM2分量的功率電平計(jì)算如下：

其中-33dBm是DC偏移電平(根據(jù)方程4計(jì)算)，-36dBm是在f1-f2內(nèi)IM2分量的功率電平(根據(jù)方程7計(jì)算)。可以得出結(jié)論：0dBm UL發(fā)送阻塞在1KHz~2.06MHz頻段積分得到低頻IM2分量的功率電平7.7dB。同樣，由0dBm DL 16通道阻塞引起的等效低頻IM2分量功率電平為2.9dB。根據(jù)上述結(jié)果，總有效IM2分量功率電平為：