COFDM系統(tǒng)中信道狀態(tài)信息的提取及其在軟判決中的應用

與單載波系統(tǒng)相比，正交頻分復用（COFDM）系統(tǒng)應用多個子載波傳送一個并行的數(shù)據(jù)流，經(jīng)過編碼和交織的數(shù)據(jù)流被調制于多個子載波上，在具有頻率選擇性的多徑衰落信道中，COFDM系統(tǒng)具有比單載波系統(tǒng)更好的抗衰落性能，所以COFDM技術在寬帶通信領域得到了日益廣泛的應用。寬帶通信系統(tǒng)的無線信道通常具有頻率選擇性而且是時變的，其信道轉移函數(shù)無論在時域還是頻域都呈現(xiàn)出非均勻性。因此在COFDM系統(tǒng)中，在其解調端必須對其信道的變化進行動態(tài)的估計。

　　本文將基于COFDM系統(tǒng)中信道估計與均衡的結果，結合歐洲數(shù)字電視標準DVB-T中COFDM傳輸系統(tǒng)的具體要求，給出兩種提取信道狀態(tài)信息(CSI)的方法。

COFDM系統(tǒng)中的信道狀態(tài)信息

　　在時不變系統(tǒng)，如高斯白噪聲信道中，數(shù)據(jù)信號被調制于單載波上，在解調端所有的數(shù)據(jù)信號都被疊加了相同的平均噪聲功率。所以，在單載波通信系統(tǒng)中，對于被用于判決的接收信號而言，其判決的可靠性僅僅取決于接收到的信號數(shù)值與判決門限之間距離的比例關系。也就是說，對位于同一載頻上的接收信號，無論在時域還是頻域都呈現(xiàn)出一定的均勻性，即其判決可靠性對于全體信號而言是公平的。

　　但是在實際的無線信道中還有其他因素影響接收信號的可靠性，COFDM系統(tǒng)在解調時必須予以考慮。在瑞利信道等典型的頻率選擇性衰落信道中，若COFDM發(fā)端信號以相同的功率被調制于多個載波上，但由于非均勻的信道特性，在解調端不同的載波上將具有不同的信噪比（SNR）。因此在進行信號判決時，被調制到高信噪比載波上的數(shù)據(jù)相對于低信噪比載波上傳送的數(shù)據(jù)具有更高的判決可靠性。

　　這種在判決之前時變的先驗可靠性信息稱為信道狀態(tài)信息（CSI），它動態(tài)地反映了信道的變化情況。由信道變化所帶來的這種非均勻的，即不公平的可信度，在軟判決譯碼時必須予以考慮。因此，在COFDM解調端的Viterbi譯碼之前，對CSI進行提取是非常必要的，這也是多載波系統(tǒng)有別于單載波系統(tǒng)的一種非常重要而且獨特的結構。

　　通常，信道狀態(tài)信息被定義為每個載波位置的信噪比。在高斯白噪聲信道下，僅對信號功率進行估計就可以計算其CSI。但在頻率選擇性信道和在有效信號帶寬內有窄帶干擾的信道中，每個子載波上的噪聲功率不盡相同，為了提高系統(tǒng)性能，就需要連續(xù)地對每個載波位置的噪聲功率進行估計。利用信道估計和信道均衡的結果，我們可以很容易地得到信號功率的估計值，但是對噪聲功率的估計就比較困難。下面將給出兩種利用信道估計和均衡結果提取CSI的方法。

圖1：利用信道均衡結果提取CSI

COFDM系統(tǒng)中CSI的提取方法

　　利用COFDM系統(tǒng)前端信道估計和均衡的結果就可以對CSI信息進行提取，實現(xiàn)框圖如圖1所示。圖中yk是接收到的信號，hk*是實際信道響應hk的估計值，zk是實際發(fā)送信號xk的估計值。我們需要的就是zk位于不同載頻點上的SNR值。下面就介紹兩種提取CSI的方法。因COFDM特殊的數(shù)據(jù)處理過程，以下算法全部都在頻域進行。

用歸一法求平均噪聲功率來獲得CSI

　　zk是實際發(fā)送信號xk的估計值，其SNR應為所包含的有效信號功率與疊加到它上面的噪聲功率比值。由信道均衡結果可知：

式中Wk為信道中疊加的高斯白噪聲，Wk服從獨立正態(tài)分布。對上式兩端取均方：

其中δXk2為發(fā)射信號的平均功率，δw2是平均高斯噪聲功率。

可見上式中第一項為有效信號功率，第二項則為疊加在有效信號上的噪聲功率。由SNR的定義可得Zk點的信噪比：

　　在COFDM系統(tǒng)調制端，由于數(shù)據(jù)信號在進行映射前，已經(jīng)過了加擾、交織等隨機化處理，因此應為一常量，其數(shù)值僅僅與調制端映射時所采用的星座圖有關。因此其信噪比公式還可以簡化為：

　　代入(2)式可知SNR可以表示為噪聲功率的倒數(shù)，在實際的實現(xiàn)中為了避免除法運算，可以首先計算出平均噪聲功率：

　　Zk的均方功率δZk可以用歸一的方法求得，由于δXk2為一常量，再利用量化和查表映射即可得到信道狀態(tài)信息。圖2就是用歸一法迭代計算CSI的系統(tǒng)框圖，CSIk就是第k個載波位置的CSI值。

　　在信道衰落變化比較快的頻率選擇性信道中，必須經(jīng)過大量的統(tǒng)計平均才能夠反映出其噪聲的統(tǒng)計特性。圖2中的統(tǒng)計器，利用一個FIFO（先進先出數(shù)據(jù)暫存器）不斷的更新數(shù)據(jù)并求其平均，系數(shù)ρ可以調節(jié)迭代速度，迭代的時間越長，就越能夠反映信道中噪聲的統(tǒng)計特性，從而得到實時的信道狀態(tài)信息CSIK。而且，由于此時的CSI是長時間的統(tǒng)計平均結果，這樣就消除了信道中窄帶干擾對于信道估計的影響。

利用信道的信號功率轉移函數(shù)作為CSI

由上述并觀察(3)式，可見SNR與信道功率轉移函數(shù)|hk*|2 成正比。

　　在信號衰落變化較慢的頻率選擇性信道中，信道噪聲的統(tǒng)計特性變化也是緩慢的，因此可利用|hk*|2直接作為信道狀態(tài)信息。這樣CSI的計算就變得比較簡單，此時的CSI函數(shù)充分反映了信號功率隨信道衰落的變化情況。但是，由于沒有考慮到信道噪聲對SNR的影響，它只是粗略的等價于CSI，而且不能消除信道有效帶寬中存在的窄帶干擾。所以，用|hk*|2作為CSI只能適用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道，而不能適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道。

CSI在軟判決譯碼中的應用

　　如前文所述，在頻率選擇性信道，各個載波位置具有不同的SNR，所以提取出的CSIk數(shù)值也是波動變化的，具有高CSI值的數(shù)據(jù)比低CSI值的數(shù)據(jù)有更高的可信度。在萊斯和瑞利等多徑衰落信道中，CSI值的變化范圍是很大的，所以我們必須對CSI的值設定門限，對CSI即數(shù)據(jù)的可靠性進行均勻量化，將其設定為多個不同的可信度臺階。下面就將軟判決中的判決可信度與CSI結合起來共同說明這一過程。

　　為了提高系統(tǒng)的性能，在Viterbi譯碼前對數(shù)據(jù)解映射時采用軟判決，即mi(QAM符號的第i比特)判決的可

靠性由數(shù)據(jù)符號位置到星座圖判決門限的距離來衡量。

圖3：均勻64QAM星座圖

圖3是歐洲DVB-T系統(tǒng)中所采用的均勻64QAM星座圖及其相應的比特關系。

圖4：64QAM星座圖判決可信度的度量

圖4中的曲線表示了64QAM星座圖解映射時判決可信度的度量。在圖4中，曲線a是64QAM解映射第一位（b0）和第二位（b1）的度量值，曲線b是第三位（b2）和第四位（b3）的度量值，曲線c是第四位（b4）和第五位（b5）的度量值，b0和b1的判決門限為0，b2和b3的判決門限為+4和-4， b4和 b5的判決門限為+6、-6、+2和-2。

　　　根據(jù)QAM的信號特性，可知b0、b1的優(yōu)先級高于b2、b3、b4和b5，而b2和b3的優(yōu)先級高于b4和b5，這一特性可以用來作為可信度的度量。

　　由于CSI和mi與數(shù)據(jù)判決的可靠性有直接的關系，有了CSI和mi，就可以通過CSI乘以mi得到最后的可信度量值ri。

　　其中CSIk表示第k個載波位置的CSI值，i表示由第k個載波數(shù)據(jù)符號解映射輸出的第i比特位。

圖5：兩種CSI提取方法的性能比較

為了充分利用信道輸出信號的信息，提高譯碼的可靠性，可信度值r必須適當?shù)亓炕缓笤佥斎氲杰浥袥QViterbi譯碼器譯碼。量化越精確，則越能精確地反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器性能接近于最大似然譯碼。

性能仿真分析

　　圖5是本文提出的兩種CSI提取方法的算法仿真，仿真基于歐洲數(shù)字電視DVB-T標準，其載波數(shù)為2048，采用2/3碼率收縮卷積碼，均勻64-QAM星座圖映射，保護間隔1/16。仿真分別在萊斯信道（F）和瑞利信道（P）中進行，其信道參數(shù)依據(jù)于DVB-T標準所提供的信道模型。圖中1代表采用歸一法提取CSI，2代表用信號功率轉移函數(shù)代替CSI，由圖可見歸一法具有更好的性能。比較萊斯信道（F）和瑞利信道（P）可見，在瑞利信道（P）下，第一種提取方法相對于第二種提取方法在萊斯信道（F）可獲得更好的性能，這主要是由于瑞利信道更加接近于實際的無線移動信道，具有比萊斯信道更為惡劣的衰落特性。第二種提取方法由于用信號功率轉移函數(shù)作為CSI，沒有考慮到信道的噪聲統(tǒng)計特性的變化，所以它并不適用于衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道，但由于其實現(xiàn)比較簡單，可用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道。用歸一法提取的CSI，是經(jīng)過長期的迭代得到的，充分地反映了信道噪聲的統(tǒng)計特性，因此更適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在有窄帶干擾的信道。