超短波頻段脈沖產(chǎn)生器的設(shè)計(jì)及硬件實(shí)現(xiàn)

概述：從頻域角度考慮了產(chǎn)生脈沖的方法，通過濾波器對單位沖激響應(yīng)進(jìn)行頻譜整形，達(dá)到將脈沖控制在固定頻譜范圍內(nèi)的目的。通過ADS和Protel對電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)和硬件實(shí)現(xiàn)。測試結(jié)果表明，該脈沖產(chǎn)生器輸出結(jié)果達(dá)到了預(yù)期要求，實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合得很好。最終輸出脈沖峰峰值為1．17 V，拖尾抑制為-12 dB，具有良好的對稱性，頻譜基本控制在30～40 MHz之間。

??? 運(yùn)用超寬帶的概念，在超短波頻段上實(shí)現(xiàn)超寬帶通信，能夠滿足在復(fù)雜電磁環(huán)境下抗干擾性能的要求。為了使超寬帶技術(shù)和現(xiàn)有的超短波通信設(shè)備相結(jié)合，設(shè)計(jì)一個(gè)合理的超寬帶射頻前端至關(guān)重要。
??? 脈沖形式的超寬帶定義是信號能量帶寬與中心頻率的比值大于0．20～0．25，在此基礎(chǔ)上，本文設(shè)計(jì)出一個(gè)能量帶寬在30～40 MHz之間，中心頻率為35 MHz的超寬帶信號，因?yàn)橄鄬?(fH-fL)／[(fH+fL)／2]=0．28>0．25，所以這樣的信號滿足超寬帶的定義。而現(xiàn)階段實(shí)現(xiàn)超寬帶脈沖的硬件形式主要是利用特殊半導(dǎo)體器件的物理特性，或微帶線的反射組合來形成符合要求的UWB信號，這種UWB信號的頻譜特性可控度很差，一般是由半導(dǎo)體自身屬性來決定的。所以為了精確控制脈沖的頻譜特性，脈沖產(chǎn)生器的實(shí)現(xiàn)方案必須從信號的頻域入手。
??? 在此基礎(chǔ)上，本文考慮了基于濾波成型網(wǎng)絡(luò)的脈沖產(chǎn)生器。這種脈沖產(chǎn)生器的原理是：基帶方波信號通過一個(gè)微分電路，提取出基帶脈沖的上升沿和下降沿，得到單位沖激脈沖，再經(jīng)過零偏置放大電路，濾除下降沿，并放大上升沿，放大后的單位沖激脈沖通過濾波成型網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行脈沖整形形成頻域有限的寬帶信號，最后放大發(fā)射。只要合理設(shè)計(jì)電路中的濾波成型網(wǎng)絡(luò)，就可以達(dá)到不同的設(shè)計(jì)要求。

l 原理圖設(shè)計(jì)
??? 根據(jù)上述思想，該脈沖產(chǎn)生器的原理框圖如圖1所示。

??? 激勵(lì)信號源為TTL電平的方波信號，高電平3．3 V，低電平0 V。但其上升沿時(shí)間和下降沿時(shí)問不能太長，應(yīng)該在1 ns左右。設(shè)計(jì)要求脈沖的帶寬為10 MHz，為了防止碼間串?dāng)_，信號源的重復(fù)頻率控制在1．25 MHz。微分網(wǎng)絡(luò)由電容和電阻構(gòu)成，實(shí)際上是一個(gè)時(shí)間常數(shù)很短的高通電路，它的作用是取出方波信號的上升沿和下降沿，以降低信號的占空比。零偏置放大電路放大正向微分信號的同時(shí)濾除下降沿形成的反向微分信號。濾波成型網(wǎng)絡(luò)對微分放大后的信號進(jìn)行整形以產(chǎn)生所要求的波形形狀及頻譜，最后脈沖經(jīng)過寬帶放大電路輸出到射頻端口。激勵(lì)信號源，微分網(wǎng)絡(luò)，零偏置放大電路可以看成近似于理想的沖激脈沖發(fā)生器。

2 具體電路實(shí)現(xiàn)
??? 利用Agilent的ADS2006A對電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)，理想沖激脈沖發(fā)生器由激勵(lì)信號源，微分網(wǎng)絡(luò)，零偏置放大電路組成，如圖2所示。

??? 激勵(lì)信號源為TTL電平的方波信號Vin，上升沿和下降沿均為1 ns，激勵(lì)信號寬度為400 ns。微分網(wǎng)絡(luò)由RC時(shí)間常數(shù)比輸入脈沖持續(xù)時(shí)間少很多的高通電路組成。這種電路用來將加于輸入端的方波電壓變?yōu)檎?fù)的尖峰電壓輸出。因?yàn)檩敵鲭妷罕硎玖溯斎腚妷旱淖兓剩赃@個(gè)變化過程叫作微分。微分電路設(shè)計(jì)的兩個(gè)重點(diǎn)：τ＜＜t外加／10，以獲得良好的沖激響應(yīng)；對電阻R進(jìn)行合理的取值以獲得足夠大的電壓幅度。在此設(shè)計(jì)中，C1=3 pF，R=120 Ω，時(shí)間常數(shù)τ=RC=3×10-12×120=3．6 ns。

??? 零偏置放大網(wǎng)絡(luò)采用單級晶體管共射放大電路，BJT采用的是infineon公司的BFP450，因?yàn)橐狗糯箅娐窞V去負(fù)脈沖，所以必須使晶體管工作在截止區(qū)和放大區(qū)的臨界點(diǎn)。設(shè)計(jì)單級晶體管放大電路的步驟是先靜態(tài)，后動(dòng)態(tài)。通過ADS對BFP450進(jìn)行直流工作點(diǎn)測試，找到合適的靜態(tài)工作點(diǎn)。在零偏置放大電路中，R2和微分電路中的R1共同構(gòu)成了分壓式直流通路。
??? 根據(jù)BFP450的datasheet得知最大基極電流IBB=10 mA，最大集電結(jié)電壓為VCE=15 V，所以掃描范圍為：IBB=20～100μA，步進(jìn)為10μA。VCE=0～10 V，步進(jìn)為O．1 V。將BFP450的Spice模型導(dǎo)入ADS中，得到靜態(tài)工作點(diǎn)掃描結(jié)果，如圖3所示。

??? 從掃描結(jié)果中可以看出，對于IBB<20μA，都可以認(rèn)為晶體管進(jìn)入了截止區(qū)。同時(shí)在設(shè)置靜態(tài)工作點(diǎn)時(shí)，盡量使電路有一個(gè)較大范圍的線性放大區(qū)，這樣更有利于脈沖的放大。所以選取的試驗(yàn)條件為：VCE=4～5V，步進(jìn)0.1V。VCE=500～600mV，步進(jìn)20mV。在此范圍內(nèi)，根據(jù)公式：

??? 推導(dǎo)出R2=1 kΩ，R4=1 kΩ。再將阻值帶回偏置電路中，得到靜態(tài)工作點(diǎn)為IBB=14．96 μA，Ic=23．77μA，VBE=534．1 mV，VCE=4．976 V。理想沖激脈沖成型網(wǎng)絡(luò)的各級輸出如圖4所示。

??? 從輸出結(jié)果來看，基本達(dá)到了預(yù)期結(jié)果，提取出了正向微分信號，并倒相放大到5 V，拖尾振蕩很小。設(shè)計(jì)方案中最為重要的就是脈沖成型網(wǎng)絡(luò)，它決定了輸出脈沖的頻帶范圍，時(shí)域形狀好壞等。所以利用ADS2006A中的SmartComponentchart進(jìn)行輔助設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)指標(biāo)為：濾波器類型為5階切比雪夫?yàn)V波器，通帶平坦度為0．5 dB，范圍：30～40 MHz。阻帶衰減為50 dB，范圍為10 MHz，50 MHz。輸入、輸出阻抗均為50Ω。如圖5所示。

??? 設(shè)計(jì)的最后一個(gè)環(huán)節(jié)是寬帶放大器。此方案中采用的是共射負(fù)反饋靜態(tài)工作點(diǎn)穩(wěn)定電路。在零偏置放大電路的基礎(chǔ)上加入發(fā)射極電阻Re和耦合電容Ce，通過Re的負(fù)反饋?zhàn)饔梅€(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)，判定標(biāo)準(zhǔn)是：(1+β)Re＞＞Rb。BJT還是采用BFP450，根據(jù)零偏置放大電路的設(shè)計(jì)方法，加入Re的影響，確定靜態(tài)工作點(diǎn)為VCE=2 V，VBE=732．2 mV。
??? 因?yàn)閱尉w管選定過后，rbb’和Cμ就隨之確定，因而增益帶寬乘積也就大體確定，所以必須在設(shè)計(jì)的時(shí)候?qū)ふ业皆鲆婧蛶捴g的平衡點(diǎn)，其次寬帶放大器的放大頻譜范圍必須確定在30～40 MHz之間，不能引入新的頻率分量。
??? 在設(shè)計(jì)零偏置放大電路時(shí)，已經(jīng)確定了BFP450的靜態(tài)工作點(diǎn)，在這級寬帶放大電路中引入負(fù)反饋來穩(wěn)定靜態(tài)工作點(diǎn)。因?yàn)槭菐ㄐ盘枺圆捎米枞蓠詈戏绞竭B接電路。具體電路如圖6所示。

??? 單管放大電路的頻率響應(yīng)為：
??? (1)下限截止頻率：
???
??? 與BJT的自身參數(shù)無關(guān)，只與輸出回路的時(shí)間常數(shù)有關(guān)。
??? (2)上限截止頻率：
???
??? 由輸入回路和BJT自身參數(shù)決定。其中：，相當(dāng)于是輸入回路的時(shí)間常數(shù)。
??? 從BFP的datasheet里已知BJT的截止頻率fβ，可以推出，A。因?yàn)闉V波成型網(wǎng)絡(luò)的輸出范圍為30～40MHz，所以寬帶放大器的放大范圍也控制在這個(gè)標(biāo)準(zhǔn)。根據(jù)單管放大器的頻率響應(yīng)，可以推算出電阻，電容的數(shù)值，根據(jù)適當(dāng)?shù)娜∩幔瑢⑵滢D(zhuǎn)換為標(biāo)稱值。寬帶放大器在30～40 MHz范圍內(nèi)增益為：21．36～22．56 dB。
??? 最終電路如圖7所示。

?圖8是利用ADS仿真基于濾波原理的脈沖產(chǎn)生器最終輸出波形時(shí)頻域圖。從圖中可知，最終輸出脈沖峰峰值為-700～661．6 mV，拖尾抑制為-12 dB，注意主脈沖后的小幅度振蕩不是由于電路結(jié)構(gòu)造成的，而是因?yàn)轭l域受限的信號必定是時(shí)域無限振蕩。除此之外，主脈沖具有良好的對稱性，其頻譜基本控制在30～40 MHz間。脈沖的重復(fù)頻率根據(jù)所設(shè)計(jì)的脈寬來確定，理論上最大脈沖重復(fù)頻率。仿真波形比較理想，達(dá)到了預(yù)期的要求。

3 脈沖產(chǎn)生器的制作及測試
??? 脈沖產(chǎn)生器電路制作在FR4環(huán)氧玻纖板上，它的介電常數(shù)為9．6，厚度為1．2 mm，輸入、輸出阻抗為50Ω，整個(gè)電路結(jié)構(gòu)緊湊，體積小。
??? 輸入的LO信號為1．25 MHz，TTL電平的方波，使用Agilent 54855A，6 GHz，20 Gsa／s示波器測量輸出脈沖波形。其脈沖產(chǎn)生器實(shí)物及測試結(jié)果如圖9所示。

??? 輸出脈沖峰峰值為1.17V，脈沖寬度為100ns，脈沖重復(fù)最高可達(dá)，脈沖中心頻率為35 MHz，-10 dB帶寬為10 MHz，通帶平坦度為1 dB，阻帶衰減30 dB。通過和仿真結(jié)果比較可以看出，測試的脈沖幅度比仿真的脈沖要小，同時(shí)在脈沖的前端有高頻信號干擾，通過分析得知，高頻干擾是理想沖激脈沖發(fā)生器所產(chǎn)生的單位沖激脈沖通過濾波成型網(wǎng)絡(luò)串?dāng)_到模擬地所致，可以在下一步設(shè)計(jì)中優(yōu)化模擬地的環(huán)路結(jié)構(gòu)從而改善脈沖波形。總體來說，產(chǎn)生的脈沖對稱性良好，各項(xiàng)指標(biāo)均達(dá)到了預(yù)期要求。

4 結(jié) 語
??? 本文通過從頻域角度考慮產(chǎn)生脈沖的方法，成功地設(shè)計(jì)了能夠集成在超短波通信設(shè)備上的脈沖產(chǎn)生器，從而實(shí)現(xiàn)超寬帶通信。此脈沖產(chǎn)生器具有結(jié)構(gòu)緊湊、體積小、成本低、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，測試結(jié)果與仿真結(jié)果一致。突出優(yōu)點(diǎn)是能夠通過改變?yōu)V波器的參數(shù)產(chǎn)生任意頻段的脈沖，而且脈沖的最高重復(fù)頻率突破了傳統(tǒng)開關(guān)型脈沖產(chǎn)生器受限于開關(guān)器件特性的瓶頸，而僅與所產(chǎn)生的脈沖寬度有關(guān)，若與后級功放或變壓器相連，能夠?qū)崿F(xiàn)高速遠(yuǎn)距離超寬帶通信。