摘要：無源雙平衡混頻器由場效應管和二極管組成，可以在蜂窩基站收發器中作為上變頻器或下變頻器。高線性度(IP3)、低噪聲及無雜散響應的上/下變頻器需要低電平本振信號，可以通過內置緩沖放大器配合FET和二極管混頻器核達到上述要求。緩沖放大器的寬帶噪聲會削弱接收和發射信號。這種噪聲可以通過一個參數定義、描述。對于無源混頻器IC引入一個以dBc/Hz為單位的噪聲參數，該IC用于基站收發器時，用戶可以計算出系統損耗。

引言

理想狀況下，蜂窩基站發送器的發射功率應該集中在所分配的頻段內。但是，即使沒有功率放大器產生再生頻譜，這也是一個頗具挑戰的設計。上變頻器發射信號中存在寬帶殘留相位噪聲底，會混入接收器產生干擾。寬帶噪聲的電平雖然很低，但對于一個協同工作的接收器來說，會大大降低其靈敏度。傳統基站發送器采用分立無源二極管或場效應管混頻器核，LO端口匹配阻抗為50Ω，能夠在LO信號進入LO端口之前濾除寬帶噪聲。集成了混頻器和調制器的方案提供片內本振驅動電路，內部電路降低了寬帶輸入噪聲。為了得到較低的帶外發射噪聲，設計了寬帶噪聲較低的LO緩沖器。有助于降低前端設備中雙工濾波器和高Q值發送濾波器的噪聲抑制要求。

接收微弱的帶內信號時，蜂窩基站接收器必須處理高電平阻塞干擾。阻塞信號與本振噪聲經過混頻器混頻，增加了IF輸出端信號頻帶的噪聲底。本文評估了基站混頻器IC及混頻器噪聲，并指定一個參數，用來表述器件作為下變頻器時接收器的單音信號靈敏度和作為上變頻混頻器時的帶外發射噪聲。

基站混頻器

基站接收器中廣泛采用無源二極管和場效應管構成的混頻器。這些器件要求較高電平的本振驅動(大于17dBm)，以獲得高IP3。圖1給出了基站接收器中采用無源分立混頻器的應用方案。它們與分立的IF放大器一起驅動聲表面波(SAW)濾波器，并由分立LO緩沖放大器驅動。 盡管有源IC Gilbert混頻器可以提供所需增益，但仍不能滿足基站系統對線性度和噪聲的嚴格要求[2,3]。近期推出的新型的硅混頻器IC [7]具有非常高的線性度(IP3 = 34dBm)和低噪聲系數(NF = 7dB)，可以滿足基站設計的要求。這些混頻器具有內部本振驅動器，不需要外部提供大信號驅動。與Gilbert混頻器不同的是，這些無源混頻器IC是可逆的。它們既可以作為上變頻器，又可以作為下變頻器。與IF放大器串聯一起工作時，可提供高IP3 (26dBm)和低的NF (<10dB)，并且具有足夠的增益，以彌補接收器中由SAW濾波器帶來的損耗。圖2給出了一款高動態范圍(HDR)混頻器IC的功能框圖。這些器件可以適應電平低至-3dBm的本振信號。它們采用小尺寸5mm x 5mm QFN封裝，電路板尺寸遠遠小于分立方案。


圖1. 二極管和場效應管構成的無源混頻器在基站接收機中的典型應用。圖中插入的封裝形式為Mini-Circuits? TTT 167 (面積為12.7mm x 9.5mm)。


圖2. 典型的高動態范圍基站接收混頻器IC，采用5mm x 5mm的封裝形式，內置RF和LO非平衡變壓器、LO緩沖器、FET和二極管混頻器、IF放大器。性能優于分立混頻器，尺寸更小、功能更強大。

混頻器噪聲模型

在接收混頻器中，常常關注的噪聲是熱噪聲。用它說明混頻器的噪聲性能，該混頻器帶有一個50Ω匹配阻抗的RF輸入，噪聲功率密度為-174dBm/Hz (kTO)。輸入熱噪聲可根據混頻器噪聲系數(10log10F)的定義求得。



在接收通道，當RF端出現較強的RF信號時，會發生相互混頻，產生額外的噪聲，測量噪聲系數時沒有將其計算在內。相對于輸入信號的相互混頻噪聲Nrmi可以根據在指定阻塞電平Sb1下進行評估。給定混頻器的LO噪聲底L和帶寬B，IF處的混頻噪聲為：



如果干擾信號的頻率偏離信號頻率很遠，可假定相位噪聲是平坦的。這兩個噪聲源不相關[4]，并且可以疊加，如圖3所示。存在阻塞時，輸入與輸出信噪比的衰減可以表示為：




圖3. (a) RF阻塞電平為(Sb1)與本振寬帶噪聲相互混頻。(b)表現形式為兩個相互獨立的噪聲源：Nthi和Nrmi。

基站系統對寬帶LO噪聲的要求

接收器的主要指標是靈敏度，由于接收器并非工作在理想狀態，允許對接收信號有一定程度的影響。例如，GSM系統中，在規定的最大允許誤碼率下，基站應該能夠接收到強度為-104dBm的信號。存在干擾信號時，GSM基站的接收靈敏度僅下降3dB。圖4顯示了這些干擾信號的電平以及偏離載波的程度。對于一個帶寬B = 200kHz的GSM系統來說，當阻塞電平為-13dBm (Sb1)，希望信號的電平為-101dBm時，可以計算出寬帶LO噪聲L = 151dBc/Hz [4]。


圖4. GSM系統的干擾電平是頻率偏差的函數。

基站發送器按照帶內、帶外頻譜模板發射信號，GSM還規定了接收頻帶的最大允許發射能量為-98dBm [8]。如果基站發射一個43dBm (20W) 、寬帶噪聲為160dBc/Hz的信號，那么，-117dBm/Hz (43 -160)的噪聲會注入到接收器。帶寬(B)為200kHz的GSM系統噪聲電平為-64dBm。這一噪聲在接收頻帶產生不希望的干擾，比-104dBm最小接收信號電平高出4dB。連接發送器/接收器和天線的雙工器必須有足夠的噪聲抑制能力，使發射噪聲從-60dBm衰減到-98dBm以下。發送混頻器IC產生的寬帶噪聲越大，對雙工器在接收頻帶的濾波要求就越高。

基站混頻器IC的寬帶噪聲參數L

接收器：

在高線性度無源混頻器IC中，輸入信號電平變化時，本振緩沖放大器用來為混頻器核提供恒定的高電平驅動。這些緩沖器輸出較高電平的信號，直接驅動混頻器核，以獲得高線性度(IP3)。無源混頻器IC中的本振緩沖器會降低濾波后的寬帶信噪比(低電平輸入)。濾波后的寬帶噪聲底可以達到-174dBm/Hz。對于0dBm信號，IC LO端口的寬帶信噪比為174dBc。實際IC本振的大信號緩沖器不可能把該比率降到155dBc/Hz以下，達到系統要求的指標。這些緩沖器集成在芯片內部，非50Ω系統，用戶不可能接觸到內部LO緩沖器的輸出端，但可以測出這些緩沖放大器信噪比的下降程度。利用阻塞信號，測量匹配在50Ω的IF端口噪聲輸出，可以確定接收混頻器信噪比的下降程度。式4中，特征參數L的單位為dBc/Hz，演算方法請參考[4]中有關噪聲測量的說明。

圖5所示曲線是無源下變頻混頻器(MAX9994)在PCS/DCS/UMTS頻段的RF-IF SNR衰減狀況，可以看出SNR衰減量是阻塞電平的函數。圖5是式4的圖形表示，它是本振噪聲L的函數，單位為dBc/Hz。圖中給出了四個不同區域的噪聲。RF阻塞電平較低時，SNR衰減基本由熱噪聲F產生。通常，混頻器的“噪聲系數”就是熱噪聲。當阻塞電平增加時，區域2的熱噪聲和相互混頻噪聲對SNR的影響相同。區域3是特征曲線的直線部分，這時，SNR衰減基本取決于本振噪聲。基站接收混頻器設計用來處理區域3的阻塞電平。圖中數據表明仿真結果和式3、4給出的設計模型相吻合。在區域4中，測量數據和特征曲線之間的偏差比較明顯。這是因為簡單模型中沒有考慮壓縮效應。


圖5. MAX9994 HDR混頻器IC的噪聲特征曲線，為RF電平的函數。圖中重點表現了曲線不同區域和影響因素。在曲線的直線部分接收混頻器設計用于處理阻塞電平。

MAX9994下變頻無源混頻器與IF放大器串聯。這款下變頻混頻器的標稱增益為8.5dB, NF = 9.5dB, P1-dB = 13-dBm，消耗220mA的直流電流。標稱輸入截取點(IP3)為26dBm至27dBm。利用文獻[4]中的測試裝置可以測量阻塞狀態下的SNR衰減。阻塞電平為5dBm時，SNRin/SNRout是19-dB，通過在阻塞狀態下測量下變頻器的輸出噪聲底得到。該點正好位于圖6曲線的L = -160dBc/Hz處。 因為緩沖器-放大器噪聲是導致SNR衰減的主要因素，熱噪聲在一次逼近時可以忽略，所以該區域可以很好地表現LO噪聲(L)特性。從SNR衰減19dB可以反過來檢驗LO噪聲。根據輸入噪聲，Ni = -174 + 19 = -155dBm/Hz。因為阻塞電平為5dBm (Si)，信噪比衰減，L = -160dBc/Hz。

發送器：

MAX2039使用了一個無源場效應管混頻器，具有與MAX9994相同的LO緩沖器。IC可以用作上變頻器和下邊頻器，兩種情況下的變換損耗(Lc)均為7.0dB。下變頻和上變頻時，IP3分別為34.5dBm和33.5dBm。用作上變頻器時，“接收器”部分提到的LO噪聲參數同時也決定了RF端的寬帶輸出噪聲底。如果這個結論成立，下變頻器中本振緩沖放大器噪聲(L)與輸入RF阻塞電平的相互混頻應該與IF信號和RF發射端口噪聲(L)的相互混頻相同。MAX9994和MAX2039使用相同的無源混頻器和緩沖放大器，如果能測量到MAX9994中的L，那么就可以使用同一個L推導MAX2039的寬帶發射噪聲。我們的目標是用接收器測量確定的L推算發射噪聲，并通過測量對其進行校驗。

特性曲線中的區域3存在阻塞電平，假如Prf = 5dBm, 那么IF放大器增益未被壓縮。MAX9994中無源混頻器輸出端的噪聲底比IF放大器的輸入噪聲(2.5 - 174dBm/Hz)要高(Pin - Lc + L = 5 - 7 + 160 = -158-dBm/Hz)。這個噪聲僅由IF放大器放大，并出現在MAX9994的輸出端。因而，MAX9994中無源混頻器的LO噪聲測量不會受IF放大器的干擾。

根據LO噪聲、接收模式下無源混頻器的L = 160dBc/Hz，以及混頻器的變換損耗Lc，可以推出發送狀態下的以下結論：一個10dBm的輸入IF信號，會在輸出端產生3.0dBm、噪聲底為3 - 160 = -157dBm/Hz的 RF信號。當這個外部RF噪聲底被器件放大22.0-dB后，可以得到Nout = -135dBm/Hz。可以通過圖6所示裝置驗證這一結論。因此，可以用一個參數L (dBc/Hz)，測定發射噪聲底，該參數在阻塞噪聲測量中的推導方法請參考文獻[4]。


圖6. 測量上變換器RF輸出噪聲的實驗裝置。

結論

本文介紹了LO噪聲對基站收發混頻器的影響。著重討論了由多級緩沖放大器驅動的場效應管、二極管核混頻器的SNR測量方法。

1. 阻塞情況下，下變頻接收器的SNR衰減；
2. 上變頻混頻器中，RF輸出噪聲底的確定。

文章給出了基站中無源混頻器IC的本振噪聲L (單位dBc/Hz)定義，利用它可以評估噪聲對收發器性能的影響。

參考文獻

1. Frequency Mixers Level 17. (Available at www.minicircuits.com)
2. H .Wohlmuth and W.Simburger,"A High IP3 RF Receiver Chip Set for Mobile Radio Base Stations Up to 2 GHz," IEEE JSSC, July 2001.
3. U. Karthaus, "High Dynamic Range SiGe Downconverter with Power Efficient 50O IF Output Buffer," 2004 RFIC Symposium Digest, pp 551-554.
4. K.Krishnamurthi and S.Jurgiel, "Specification and Measurement of Local Oscillator Noise in Base Station Mixer ICs," Microwave Journal, April 2003, pp 96-104.
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6. Draft GSM 05.05 V8.1.0, European Telecommunications Standard Institute, pg 29, Nov 1999.
7. Maxim Integrated Products, MAX9994, MAX9996 and MAX2039 datasheets. 8. "Requirements for Spurious emissions in Receiver Bands," Section 6.6.2.1.4, ETSI TS 101 087 V8.5.0 (2000-11), page 41.