使用50Ω實驗室設備測試75Ω電路的S參數

摘要：從事有線、陸地或者衛星電視應用工作的射頻工程師經常需要測量S參數。使用最小損耗網絡將傳統的50Ω測試端口阻抗轉換成75Ω設備，為獲得合理的測試結果提供了一種經濟便利的方法。

對大多數低于1GHz的實驗室應用來說，由1%誤差0402或者類似的電阻構建、安裝在PCB板上的最小損耗焊盤提供一種使用50Ω實驗室設備快速便利地測試75Ω電路的方法。在大多數情況下，唯一需要修正的因素便是MLP插入損耗 - 5.7dB加上連接器的額外損耗。通常S參數的測試不需要使用復雜的計算或者甚至Smith圓圖。

從事有線、陸地或者衛星電視應用的射頻工程師經常需要測量電路的S參數。以前工程師使用矢量網絡分析儀校驗TV調諧器輸入是否提供他們所希望的回波損耗，將會面對這樣的問題：如何使用50Ω VNA測試我的75Ω DUT的S參數？如果有充足的資金，答案便是建造專門設計用于測試75Ω電路的設備(75Ω源阻抗和負載阻抗測試端口)。否則，使用最小損耗焊盤將傳統的50Ω測試端口阻抗轉換成75Ω DUT，這為獲得合理的測試結果提供了一種經濟便利的解決方法。

當IC制造商給出電纜TV LNA的回波損耗(|S11|)時，這個測試結果是以75Ω作為參考的。也即，如果|S11| = -30dB (反射功率僅為1000分之一，實際上是相當完美的匹配)，當用75Ω源阻抗驅動時，事實上器件輸出會允許所有功率傳輸到LNA上。

當使用50Ω源阻抗驅動時同樣的調諧器不再獲得良好的回波損耗。將這完美匹配調諧器輸入直接連接到VNA上，|S11|測試結果接近-14dB，現在的反射功率為1/25! 使用同樣50Ω VNA，我們怎么能證明TV調諧器輸入性能如我們所說的那樣良好。

因此需要匹配電路。它應當具有平坦的頻率響應和最低的插入損耗。工業標準的匹配電路是“最小損耗焊盤”(也即“MLP”)。如圖1所示的簡單電阻網絡。該網絡的關鍵性能便是將75Ω DUT負載阻抗轉換成50Ω 以便儀器測量，以及將50Ω儀器源阻抗轉換成DUT內部的75Ω阻抗。這種方法消除了反射，響應是平坦的，網絡的損耗值很容易由DUT測量值扣除MLP的損耗而得到。大部分測試設備制造商都提供“最小損耗焊盤”，在需要的時候很容易在實驗室平臺上構建這樣的網絡。

“最小損耗”指在獲得同樣的阻抗變換及可能的電阻網絡配置的條件下該網絡提供最低的插入損耗。


圖1. 最小損耗焊盤將75Ω DUT匹配到50Ω測試端口。低頻插入損耗5.72dB。頻率響應平坦度的上限由元件的品質因素決定。

將Z_LOAD轉換成Z_LOAD'的數學方法很直接，由附錄A給出。推導得到的Z_LOAD'表達式描述了從測試端口看過去的(R_SOURCE)的MLP和DUT的級聯阻抗。將等式作一下變換，可由Z_LOAD'解得Z_LOAD，這提供消除MLP影響的方法，由Z_LOAD'處的測試數據可得到真正的Z_LOAD值。附錄B給出代數運算可作為參考，在這兒提供以下的結果：

完整性檢查計算的合理性。假設我們通過MLP測量75Ω電阻的阻抗。VNA會測得R_LOAD'=50Ω (無窮大回波損耗)，我們期望數學告訴我們負載電阻為75Ω的結果。設R_LOAD'=50Ω，可得到R1=43.3Ω和R2=86.6Ω，這樣我們得到所期望的Z_LOAD=75Ω。

把這個簡單的表達式分解成實部和虛部以及使用電子表格計算會變得更加有用。

把這個簡單的表達式分解成實部和虛部以及使用電子表格計算會變得更加有用。通常，75Ω DUT的測量會與阻抗測量不一樣-回波損耗(dB)，反向隔離，噪聲系數和輸入三階交截點是經常測量的。在這些情況中，有助于得到關于MLP的以下結論：

(1)只要R_LOAD接近75Ω , 可減少由MLP失配導致的額外VSWR，可以假設MLP增加了由失配引起不可忽略的測量不確定性。
(2)相反地，當R_LOAD不同于75Ω 時, MLP不再進行正確的阻抗變換，測試端口與MLP以及MLP與DUT之間的額外VSWR值增加，導致測量不確定性。有許多工具可計算失配(以VSWR表示)以測量不確定性。
(3)在指定的頻率范圍內MLP可認為純阻網絡，具有5.7dB插入損耗，再加上連接器和電纜的額外損耗。
(4)在S11和S22測量的路徑損耗以及在S21或S12測量中完全損耗為插入損耗(至少11.4dB)的兩倍-這降低了VNA的有效靈敏度和動態范圍。

在實際的例子中，比如我們想測量有線/陸地廣播電視LNA如MAX3558四個LNA的S21參數。將DUT放置到測試裝置中，器件的輸入口和輸出口都放置MLP，如圖2所示。校準VNA，不包括MLP。連接端口1到MLP的50Ω口上，連接75Ω到LNA輸入。對一個輸出端口和VNA的端口2進行同樣的配置。


圖2. 使用50Ω設備測試MAX3558四個有線/地面電視LNA

VNA使用兩個最小損耗焊盤進行阻抗變換且測量S21 (前向增益)。VNA測得增益在500MHz時接近-5dB。簡單扣除兩個MLP和連接器/適配器的11.5或者12.0dB插入損耗后，LNA在75Ω上提供7dB功率增益。

S21 (反向隔離)測量不是直接得到。這些LNA的隔離指標為65dB。扣除兩個MLP的額外損耗后，VNA本身需要分辨77dB的S12。如果不細心，接收端口的功率對VNA來說太小而無法精確測量。解決方法是保證接收端口功率至少高于VNA噪聲基底/內部隔離基底10dB。VNA沒有隔離校準的話，噪聲基底約為-100dBm。我們需要設置源阻抗功率至少為-20dBm, 最好為-10dBm或者甚至0dBm。端口1接收到充足的功率，進行測量，將測量值加上12dB扣除插入損耗。也即，-77dB測量值變為-65dB.

MAX3558評估板在PCB上帶有焊盤允許工程師加入他們自己的最小損耗焊盤。應當用50Ω SMA代替75Ω F-型連接器。

在高于幾百MHz的頻率上，安裝在PCB上、由0402電阻構建的MLP帶來了測量精度問題。寄生參數會破壞網絡是純阻的假設。在這種情況下需要更復雜的方法解決問題。方法之一便是完全描述MLP的特性，使用Smith圓圖精確地消除匹配電路的影響。另外的解決方法便是使用基于電感的變壓器進行很低損耗的阻抗變換。射頻變壓器通常用阻抗變換比來描述，而不是匝數比，比如描述為"1.5:1."

對于低于1GHz大多數的實驗室應用，安裝在PCB上、由1%誤差0402封裝的電阻構建的最小損耗焊盤提供一種使用50Ω設備快速便利地測試75Ω電路的方法，。在大多數例子中，唯一需要修正的因素便是MLP損耗-5.7dB加上連接器的損耗。并不需要復雜計算以及Smith圓圖進行基本S參數測量。當需要更高精度或者更寬頻率范圍時，需要更高精度、更寬的頻率范圍時，可從大多數制造商得到經過產品測試的高質量MLP。

附錄A: 由Z_LOAD推導Z_LOAD'


附錄B: 由Z_LOAD'推導Z_LOAD


類似的文章可在RF Design的2004年4月期上找到。