電子工程師必看：NCP158x系列低電壓同步降壓控制器深度解析

最近在研究電源管理相關的內容時，發現ON Semiconductor（現onsemi）推出的NCP158x系列低電壓同步降壓控制器十分實用。今天就結合官方文檔，詳細解析一下這個系列的控制器。

文件下載：NCP1582DR2GEVB.pdf

一、NCP158x系列概述

NCP158x系列包含NCP1582、NCP1582A和NCP1583這幾款控制器，它們是低成本的PWM控制器，可從5V或12V電源供電運行，能產生低至0.8V的輸出電壓。8引腳的設計實現了高度集成，有助于降低電源的尺寸和成本。

主要特性

1. 輸入電壓范圍廣：4.5V到13.2V，能適應多種電源環境。
2. 內部振蕩器：NCP1582和NCP1582A為350kHz，NCP1583為300kHz。
3. 電壓模式PWM控制：確保輸出電壓的穩定調節。
4. 可調輸出電壓：可根據實際需求進行靈活調整。
5. 可編程軟啟動功能：減少浪涌電流和輸出電壓的過沖。
6. 保護功能完善：具備短路保護（SCP）和欠壓鎖定（UVLO），提高系統的可靠性。
7. 內部0.7A柵極驅動器：能夠驅動外部N溝道MOSFET，滿足不同功率轉換需求。
8. 最大占空比80%：可實現高效的電源轉換。

應用領域

這個系列適用于多種場景，如顯卡、臺式電腦、服務器/網絡設備、DSP和FPGA電源以及DC - DC調節器模塊等。大家在實際項目中碰到類似的供電需求時，不妨考慮一下NCP158x系列。

二、引腳功能與參數

對于電子工程師來說，理解器件的引腳功能和參數至關重要。下面我們就來看看NCP158x系列的引腳功能和相關參數。

引腳功能描述

絕對最大額定值和最大額定值

了解這些額定值可以避免因超過極限參數而損壞器件。

• 絕對最大額定值：	Pin Name	Symbol	V MAX	V MIN
  Main Supply Voltage Input	V CC	15 V	?0.3 V
  Bootstrap Supply Voltage Input	BST	30 V wrt/GND 15 V wrt/PHASE	?0.3 V
  Switching Node (Bootstrap Supply Return)	PHASE	24 V	?0.7 V ?5 V for < 50 ns
  High?Side Driver Output (Top Gate)	TG	30 V wrt/GND 15 V wrt/PHASE	?0.3 V wrt/PHASE
  Low?Side Driver Output (Bottom Gate)	BG	15 V	?0.3 V ?2 V for < 200 ns
  Feedback	FB	5.5 V	?0.3 V
  COMP/DISABLE	COMP/DIS	5.5 V	?0.3 V

• 最大額定值：包括熱阻、工作溫度范圍等參數，如熱阻方面，結到環境為165°C/W，結到外殼為45°C/W；工作結溫范圍為 - 40°C到150°C，工作環境溫度范圍為 - 40°C到85°C等。

電氣特性

在特定的溫度和電壓條件下，NCP158x系列具有一系列電氣特性，如輸入電壓范圍、振蕩器頻率、誤差放大器參數、軟啟動電流等。這些參數是我們進行電路設計和性能評估的關鍵依據。例如，振蕩器頻率方面，NCP1582和NCP1582A在特定溫度范圍內典型值為350kHz，NCP1583典型值為300kHz。

三、詳細工作原理

占空比和最大脈沖寬度限制

在穩態直流運行時，占空比會穩定在一個由輸入輸出電壓比決定的工作點上，NCP158x系列最大占空比可達80%。內置的關斷時間可以確保每個周期內自舉電源都能充電。該系列還能實現100ns的最小脈沖寬度，比如在350kHz的頻率下可實現12V到0.8V的轉換。這在實際設計中，對于實現高效的電源轉換有著重要意義。

輸入電壓范圍

(V_{CC})和BST的輸入電壓范圍分別相對于GND和PHASE為4.5V到13.2V，不過BST相對于GND可承受高達26.5V的電壓。這使得它在不同的電源輸入情況下都能穩定工作。

外部使能/禁用

當Comp引腳電壓降至或被外部拉低至400mV閾值以下時，會禁用PWM邏輯和柵極驅動輸出。在禁用模式下，誤差放大器的輸出源電流會降低并限制為10μA的軟啟動電流。這一功能為系統的控制提供了更多的靈活性，大家在設計時可以根據實際需求合理利用。

正常關機行為

當輸入電源達到UVLO閾值時，芯片會停止開關操作，進入正常關機狀態。此時，開關停止，內部軟啟動電容放電，所有柵極引腳變為低電平，開關節點進入高阻抗狀態，輸出電容通過負載放電，輸出電壓無振鈴現象。這保證了系統在電壓過低時能夠安全穩定地關機。

外部軟啟動

NCP158x系列具有外部軟啟動功能，可降低浪涌電流和輸出電壓過沖。它通過內部10μA（典型值）的電流源對跨導放大器的外部積分電容充電來實現。在軟啟動過程中，當Comp引腳電壓上升到400mV時，PWM邏輯和柵極驅動被啟用；當反饋電壓超過800mV時，誤差放大器將切換到更高的調節模式輸出電流。若在軟啟動期間發生過流情況，過流邏輯將覆蓋軟啟動序列，關閉PWM邏輯和高低側柵極。在實際應用中，軟啟動功能可以保護電路元件，延長其使用壽命，大家一定要重視。

UVLO（欠壓鎖定）

為了確保當(V{CC})過低而無法支持內部電源軌和為轉換器供電時，芯片不會出現意外行為，NCP158x系列設置了UVLO。當(V{CC})達到4.2V時，芯片啟動；當(V_{CC})降至3.7V以下時，芯片關閉。這樣就能保證在從5.0V輸入電壓轉換時正常工作。

電流限制保護

在短路或過載情況下，低側FET會傳導大電流，此時控制器會關閉調節器以進行過流保護。通過比較BG開始變低時Phase節點的電壓與內部產生的固定電壓來實現低側(R_{DSon})檢測。如果Phase電壓低于SCP跳閘電壓，則觸發過流條件并啟動計數器，計數器完成后，PWM邏輯和高低側FET會關閉。控制器會通過軟啟動周期重試，看短路或過載條件是否已消除。低側FET的最小導通時間設置為500ns，跳閘閾值有 - 95mV到 + 45mV的工藝和溫度變化。這一保護機制大大提高了系統的可靠性，大家在設計電路時可以更加放心。

驅動器

NCP158x系列包含0.7A柵極驅動器，用于切換外部N溝道MOSFET，可滿足高功率和低功率轉換需求。柵極驅動器還包括自適應非重疊電路，通過最小化體二極管導通時間來提高效率，減少功耗。不過，要實現板載驅動器的全部優勢，需要仔細選擇和布局外部元件，如(V_{CC})和GND之間、BST和SWN之間的電容要盡可能靠近芯片，TG和BG連接的電流路徑要優化，同時要設置接地平面以減少柵極驅動電路的環路面積和電感。

四、應用設計要點

輸入電容選擇

輸入電容要能承受上MOSFET導通期間產生的紋波電流，因此需要低ESR以最小化損耗。紋波電流的RMS值可通過公式(I{in RMS} = I{OUT} sqrt{D times(1 - D)})計算，其中D為占空比，(I{in RMS})為輸入RMS電流，(I{OUT})為負載電流。輸入電容的損耗可通過(P{CIN} = ESR{CIN} × I_{in RMS }^{2})計算。由于輸入電容上有較大的(dI / dt)，應使用電解電容或陶瓷電容，若使用鉭電容則必須進行浪涌保護，否則可能導致電容故障。大家在選擇輸入電容時，一定要根據實際的電路參數進行計算和選擇。

輸入啟動電流計算

輸入啟動電流可通過公式(I{inrush} =frac{C{OUT} × V{OUT }}{t{SS}})計算，其中(I{inrush})為啟動期間的輸入電流，(C{OUT})為總輸出電容，(V{OUT})為期望輸出電壓，(t{SS})為軟啟動間隔。如果啟動電流高于最大負載時的穩態輸入電流，使用輸入保險絲時應相應選擇合適的額定值。

軟啟動時間計算

軟啟動時間可通過公式(t{SS} =frac{(C{P}+C{C}) * Delta V}{I{SS}})計算，其中(C{C})為補償和軟啟動電容，(C{P})為形成第二個極點的附加電容，(I_{SS})為軟啟動電流，(Delta V)為Comp電壓從零到達到調節值的變化量。這個計算考慮了Comp電壓上升到輸出電壓有效之間的延遲。若要計算輸出電壓上升到達到調節值的時間，(Delta V)為Comp電壓達到調節值與1.1V之間的差值。

輸出電容選擇

輸出電容是電源快速響應的基本元件，在負載瞬變的最初幾微秒內為負載提供電流。負載瞬變時，輸出電壓的初始下降是由于電容內部電流變化和ESR引起的，電壓偏差(Delta V{OUT - ESR} =Delta I{OUT } × ESR{COUT})，其中(Delta V{OUT - ESR})為(V{OUT })因ESR產生的電壓偏差，(ESR{COUT})為輸出電容的總有效串聯電阻。同時，還需要一個最小電容值來維持負載瞬變期間的電流而不使其放電，放電引起的電壓降(Delta V{OUT - DISCHARGE} =frac{Delta I{OUT }^{2} × L{OUT }}{2 × C{OUT} times(V{IN} × D - V{OUT })})，其中(Delta V{OUT - DISCHARGE})為(V{OUT })因放電產生的電壓偏差，(L{OUT})為輸出電感值，(V{IN})為輸入電壓。需要注意的是，(Delta V{OUT - DISCHARGE})和(Delta V{OUT - ESR})相位不同，兩者中較大的值將決定輸出電壓的最大偏差（忽略ESL的影響）。

電感選擇

輸出電感的選擇需要考慮機械和電氣兩方面因素。從機械角度看，較小的電感值通常對應較小的物理尺寸，在空間受限的應用中，選擇最小電感值尤為重要。從電氣角度看，降壓調節器輸出電感的最大電流斜率為(SlewRate{LOUT} =frac{V{IN } - V{OUT }}{ L{OUT }})，較大的電感值會限制調節器在輸出負載瞬變時通過輸出電感的電流斜率，因此需要更大的輸出電容來維持輸出電壓的穩定；而較小的電感值會增加調節器的最大可實現電流斜率，減少所需的電容值，但會導致紋波電流增大。輸出電感的峰 - 峰紋波電流為(I{pk - pkLOUT} =frac{V{OUT }(1 - D)}{ L_{OUT } × 350 kHz})，這體現了動態響應和紋波電流之間的權衡。大家在選擇電感時，要根據實際的電路需求和性能要求進行綜合考慮。

反饋和補償

NCP158x系列可通過外部電阻分壓器網絡將DC - DC轉換器的輸出電壓從0.8V調整到5.0V。控制器會嘗試在反饋引腳維持0.8V的電壓，因此通過在反饋引腳和(V{OUT })之間連接電阻分壓器電路，控制器會根據電阻分壓器網絡按比例調節輸出電壓。電阻R1的選擇需要在效率和輸出電壓精度之間進行權衡，較高的R1值會減少反饋網絡的電流消耗，但會因誤差放大器的偏置電流影響輸出電壓精度，偏置電流引起的輸出電壓誤差可通過公式(Error %=frac{0.1 mu A × R{1}}{V{REF}} × 100 %)估算。確定R1后，可計算出R2。補償網絡由內部誤差放大器和阻抗網絡(Z{IN}(R{1}, R{2}))、外部(Z{FB}(R{c}, C{c}))和(C{p})組成，其作用是提供一個具有最高0dB交叉頻率（但始終低于FSW/8）的閉環傳遞函數，以實現快速響應，并在直流條件下具有最高增益，以最小化負載調節。穩定的控制環要求增益交叉斜率為 - 20dB/decade，相位裕度大于45°，在確定相位裕度時要考慮最壞情況下的元件變化。環路穩定性由EOTA周圍的補償網絡、輸出電容、輸出電感和輸出分壓器決定。

熱考慮

NCP158x系列的功率損耗隨所使用的MOSFET、(V{CC})和升壓電壓（(V{BST})）而變化，平均MOSFET柵極電流通常是控制IC功率損耗的主要因素。IC的功率損耗可通過公式(P{IC}=(I{CC} cdot V{CC}) + P{TG} + P{BG})計算，其中(P{IC})為控制IC功率損耗，(I{CC})為IC測量的電源電流，(V{CC})為IC電源電壓，(P{TG})為頂部柵極驅動器損耗，(P{BG})為底部柵極驅動器損耗。頂部MOSFET柵極驅動器損耗(P{TG} = Q{TG} cdot f{SW} cdot V{BST})，其中(Q{TG})為在(V{BST})下的總上部MOSFET柵極電荷，(f{SW})為開關頻率，(V{BST})為BST引腳電壓；底部MOSFET柵極驅動器損耗同理。控制IC的結溫可通過公式(T{J}=T{A}+P{IC} cdot theta{JA})計算，其中(T{J})為IC的結溫，(T{A})為環境溫度，(theta_{JA})為IC封裝的結到環境熱阻。不過需要注意的是，電路板的物理布局、其他熱源（如MOSFET和電感）的接近程度以及連接到IC的金屬量都會影響器件的溫度，實際應用中應進行測量。

布局考慮

在任何高頻開關轉換器中，布局都非常重要。一個功率器件到另一個功率器件的開關電流會在互連鍵合線和電路走線的阻抗上產生電壓瞬變，因此應使用寬而短的印刷電路走線來最小化這些互連阻抗。關鍵元件應盡可能靠近放置，可采用接地平面結構或單點接地。為了最小化電壓過沖，粗線所示的互連導線應作為印刷電路板中的接地或電源平面的一部分。建議將NCP158x放置在距離MOSFET（Q1和Q2）1英寸以內，MOSFET的柵極和源極與NCP158x的電路走線應能承受高達2A的峰值電流。

五、總結

NCP158x系列低電壓同步降壓控制器具有眾多優秀的特性和豐富的功能，適用于多種電源應用場景。在設計過程中，我們需要深入理解其引腳功能、工作原理和應用設計要點，合理選擇外部元件，優化電路布局，以充分發揮其性能優勢。大家在實際使用中遇到什么問題或者有什么新的發現，歡迎在評論區交流分享。希望今天的