在上期中，我們探討了優化放大器電路中的輸入和輸出瞬態穩定時間。

本期，為大家帶來的是《用于窄帶匹配高速射頻 ADC 的全新方法》，介紹了一種用于窄帶匹配高速射頻 ADC 的全新方法，以解決高中間頻率系統中 ADC 前端窄帶匹配的設計難題，可在 ADC 額定帶寬內應用，能提升 ADC 性能、減少模擬停機時間。

引言

對于不需要寬帶采樣（1GHz 至 2GHz 或更高）的應用，使用平衡-不平衡轉換器或變壓器前端電路為模數轉換器 (ADC) 設計窄帶 (NB) 匹配（只需要數百兆赫）可能存在挑戰性。這一挑戰在具有高中間頻率的系統中被放大，而高中間頻率在現代通信或雷達系統中被數字化，以在數字域中執行信號處理。

在本文中，將介紹一個簡單的過程，從而更大限度地提高 ADC 而不會出現大量模擬停機時間。只需幾個簡單的步驟，該過程即可在任何基帶或中頻位置解決數百兆赫帶寬 (BW) 問題。只要它位于 ADC 自身的額定帶寬范圍內即可。

選擇 ADC 和平衡-非平衡變壓器

在選擇合適的 ADC 類型和最終確定前端開發方法時，提前了解應用要求至關重要。假設有一個定義的采樣率、通道數、數字輸出接口類型和有用的內部數字功能，您可以使用這些功能，或者這些功能是應用所必需的。我將在此窄帶前端示例中使用 ADC3669 轉換器。

首先，您必須首先了解所選 ADC 的模擬輸入特性。如果向下滾動到任何轉換器數據表的模擬輸入參數部分，您應該會看到規格表中指定的并聯 R||C。如果沒有，請檢查是否存在簡化的模擬輸入模型。最后一個選項是使用 ADC 的 S 參數，這些參數通常會在產品網頁上列出。例如，ADC3669 數據表列出了模型輸入，其中電阻器 (R)= 100Ω 且電容器 (C) 約為 1.85pF（聚合）差分阻抗項。請參閱圖 1.

圖 1 ADC3669 數據表中的模擬輸入模型

下一步是為 ADC 選擇合適的變壓器或平衡-非平衡變壓器，包括在供應商之間比較這些規格：回波損耗 (RL)、插入損耗以及相位和幅度不平衡。如果數據表中未指定這些參數，請咨詢制造商或使用矢量網絡分析器或 VNA 測量這些參數。

在標準磁通耦合變壓器或平衡-非平衡變壓器之間進行選擇將取決于 BW 要求。標準變壓器通常低于 1GHz，而平衡-非平衡變壓器可以實現更高的 BW。參考文獻 [1] 詳細介紹了變壓器和平衡-非平衡變壓器參數和 ADC 要求。

對于 NB 匹配，示例需要與最后一個并聯元件進行無功電阻器-電容器-電感器 (RCL) 匹配；有關匹配焊盤和拓撲的信息，請參閱圖 2 和參考文獻 [2] 和 [3]。通過收集并了解應用要求，您可以選擇前端 BW 和平衡-非平衡變壓器。例如，在從 ADC3669 評估模塊 (EVM) 上使用的先前示例中測量并了解了該平衡-非平衡變壓器的性能后，我從阻抗比為 1:2、BW 為 3GHz 的微型電路中選擇了TCM2-33WX+ 平衡-非平衡變壓器。TCM2-33WX+ 提供相對較低的輸入驅動能力，從而達到 ADC 的滿量程輸入范圍。

圖 2 前端接口及元件放置

求解 R

要進行 RCL 反應性匹配，首先要確定前端的 R 值。您可以將終端拆分在平衡-非平衡變壓器的初級側和次級側之間，但在此示例中，我們只端接平衡-非平衡變壓器的次級側，以便盡可能減少所需的元件數量。根據應用和信號鏈陣容，平衡-非平衡變壓器初級側和次級側之間的分裂端接可能更合理。

如下所示，計算揭示了如何求解 R 值，從而完成平衡-非平衡變壓器次級側所需的差分端接。設置次級差分端接的一個良好起點是使用理想情況 100Ω，因為該平衡-非平衡變壓器具有 1:2 的阻抗比。平衡-非平衡變壓器確實具有隨頻率變化的損耗和寄生效應。因此，為了開始計算并獲得更合適的 R 值端接，請使用平衡-非平衡變壓器在指定中心頻率（示例中為 940MHz）下的 RL 數來計算平衡-非平衡變壓器需要正確匹配的特性阻抗 (Zo)，從而優化到負載的信號功率傳輸。

該示例說明了如何計算所選平衡-非平衡變壓器的次級端接。TCM2-33WX+ 數據表指定 940MHz 處為 -16.3dB。使用該值，求解從平衡-非平衡變壓器次級側反射的特性阻抗（公式 1）：

方程式 1

因此，Zo = 36.72Ω（初級阻抗）。

在理想的 1:2 阻抗平衡-非平衡變壓器中，次級側的 100Ω 應與初級側的 50Ω 相等；請參閱圖 3。但實際情況并非如此，如計算中所示。要確定反射回初級側的實際阻抗，請使用上一步中的 Zo 值，然后反向計算以在次級側獲得正確的端接（公式 2）：

方程式 2

因此，

其中求解 X = 136.1Ω。

圖 3 1:2 阻抗平衡-非平衡變壓器或變壓器

由于平衡-非平衡變壓器在該頻率下具有一些無法計算的損耗，因此 136Ω 次級端接有助于補償這些損耗，并從次級側開始提供更好的端接值，同時向平衡-非平衡變壓器初級側反射回到該特定中間中心頻率下的正確阻抗。適當的阻抗匹配將在初級側實現更接近的 50Ω 匹配，從而產生從源傳輸的最大信號功率。

136Ω 次級終端是一個聚合終端。由于 ADC 本身在內部已經有 100Ω 差分終端，因此請在次級的每一側放置一個串聯 33Ω 電阻器。再次查看圖 2。現在您已求解出所需 R 值。

940MHz 處的 -16dB RL 可能允許您使用更小的電阻值，或者可能完全消除這些值。但是，我建議在設計中保留電阻器，因為 ADC 的內部差分阻抗相對于工藝變化具有 ±10% 的容差范圍；平衡-非平衡變壓器的 RL 也有容差。添加少量的額外電阻有助于使總體阻抗保持更準確，正如您在仔細查看 940MHz 處的 ADC S 參數值時會注意到的那樣。

求解 L

下一步是“抵消”ADC 的內部 C，以確定匹配的等效并聯電感器或 L 值。要選擇該值，首先使用以下兩種方法之一找到 ADC 的內部 C 值：

使用數據表中給出的 ADC 模型（圖 1）來確定總寄生內部前端電容或 C 值，估算值約為 1.85pF。

使用 ADC3669 網頁中的 S 參數。參閱參考資料 [4]。

第二種方法在目標頻率下提供更精確的電容值，因為與第一種方法相比，940MHz 處的電容值具有更強的絕對性，其中模型中的 C 值覆蓋 ADC 輸入 BW 的整個范圍。讓我們回顧一下這兩種方法，以便了解它們之間的利弊。

在這兩種方法中，思路都是簡單地將兩個無功元件設置為相等（公式 3）：

方程式 3

接下來，將 f 設置為 NB 應用的諧振中心頻率。在示例中，我將使用 940MHz。

在第一種方法中，如果 f = 940MHz，

方程式 4

然后，求解 L = 15.5nH。

在第二種方法中，您需要使用 S 參數并將其繪制在模擬器中，以確定 940MHz 處的 C 值；請參閱圖 4。

圖 4 940MHz 處 ADC3669 模擬輸入的史密斯圓圖

第二種方法更復雜一點；史密斯圓圖繪制了串聯 R + jXc 配置中的 S 參數。R + jXc 需要并聯變換，以便 R 和 Xc 并聯、或 R||Xc。請參閱圖 5 和公式 4：

方程式 5

使用公式 5 可得到并聯變換：

方程式 6

回顧上一節中用于設置 R 值的兩個充氣的 33Ω 電阻器，可將平衡-非平衡變壓器看到的總電阻端接連接到 130.2Ω，該端接更接近 100Ω 差分，理想情況下平衡-非平衡變壓器的 R 值更小或沒有 R 值。

接下來，求解 940MHz 處的并聯電容器，請參閱公式 6：

方程式 7

現在，使用與上述相同的公式來找到合適的分流電阻 L 值。如果 f = 940MHz、C = 1.62pF，則

求解 L = 18.1nH。

圖 5 ADC 內部 R 和 C 系列并聯表示

通過上述兩種方法得出的這兩個 C 值（例如：1.85pF 及 1.62pF）大致相同；因此、需要根據布局考慮內部電感 L 寄生效應以及添加的外部 L 寄生效應。

也可以使用 TCM2-33WX+ 平衡-非平衡變壓器和 ADC3669 的 S 參數對 ADS 模擬器封裝中的整個前端進行模擬，如圖 6 所示。圖 7 中顯示的模擬結果顯示出非常好的 RL (<–15dB)，這表明 18nH 在 940MHz 下是很好的匹配。

圖 6 18nH 分流匹配的 ADS 模擬前端升壓

圖 7 18nH 分流器匹配響應的模擬 RL (S11) 圖

接下來，我們將模擬結果與實驗室中的一些測量數據進行比較。圖 8 說明了如何使用 ADC3669 EVM 來實現前端匹配，以測量通帶平坦度響應。諧振點處于中心位置，但匹配的寬帶度比預期高一些。在這種情況下，模擬可能不夠充分。3D 電磁模擬求解器或許能夠捕獲所有電路板寄生效應，從而在模擬和實驗室測量之間獲得更接近的 1:1 匹配。但是，有一些二階和三階的細微差別需要揭示。接下來，我們將添加一個分流器 C 來完成 RCL 無功匹配，從而使實驗室測量范圍按預期縮小。

圖 8 安裝 L 值之后的通帶平坦度掃描

求解 C

為了進一步改善窄帶寬度匹配（換言之，使其更窄），請在圖 2 中的 RCL 反應匹配中添加最后一個分量。將 C 項與電感器并聯，從而形成 LC 諧振回路。在放置 18nH 電感器以對抗 ADC 的內部電容后將電容添加回前端匹配項似乎違反直覺，但會使濾波器緊密匹配。要求解并聯 C 值以使 LC 振蕩電路完整，請使用公式 7：

方程式 8

求解 C = 1.6pF。

讓我們在前端設計中設置該值（1.6pF 電容器或最接近的標準值），然后重新運行通帶 BW 掃描；請參閱圖 9。

圖 9 通帶平坦度掃描并安裝 L 及 C 值

可以看出，增加與 18nH 電感器并聯的額外 1.5pF 電容器，形成 LC 振蕩電路之后，無法真正改善或縮小匹配范圍（請參閱迷你虛線曲線）。

可以使用 LC 振蕩電路方法，但需要考慮一些因素。通過求解外部 L 值 (18nH) 來移除內部 C 會有所幫助，但可能不會完全成為最終解決方案。為了準確地實現這一點，您需要使用更大的 C 值來完全消除任何內部和殘留的外部 C 寄生效應。您要處理平衡-非平衡變壓器和布線寄生效應以及 ADC 內部采樣電容器的影響，該電容器在采樣開關快速斷開和閉合時本質上是動態的。

我們再次使用公式 7 為 C 選擇較高的值（例如 9.1pF），重新求解 L in：

方程式 9

求解 L = 3nH。

使用這些值代替前端設計，圖 10 展示了重新運行通帶 BW 掃描后的結果。

圖 10 通帶平坦度掃描并安裝新的 L 及 C 值

如您所見，通過增加外部 C 來進一步改善 NB 匹配響應，將帶寬匹配縮小到 350MHz 寬范圍（粗虛線曲線）有了顯著改善。通常，最好先根據聚合 ADC 的內部采樣網絡使用至少兩倍的 C 值，作為一個良好的起點。在外部添加此項僅會進一步改善選擇頻段中的 RL。

然后，您可以調整 L 值和/或 C 值，以幫助增大、縮小或移動滿足您的應用所需的 BW。對于布局、平衡-非平衡變壓器和 ADC 輸入模型，您需要記住這些值；無法對所有寄生細微差別進行模擬，為了正確衡量匹配情況、可能需要一些經驗。

圖 11 說明了通過 NB 應用示例收集的信噪比 (SNR) 以及二階和三階諧波（HD2 和 HD3），以進一步驗證 ADC 在 940MHz 頻帶內的性能。

圖 11 SNR、HD2 及 HD3 產生的交流性能與

NB 匹配頻率范圍間的關系

940MHz 的模擬輸入中心頻率超過 ADC 數據表測量規格。但是，對于所有收集的測量（SNR、HD2 和 HD3），收集的值確實遵循正確的趨勢，并且隨著此特定 ADC 的輸入 RL 降低到 940MHz，性能會繼續下降。

結論

在開發與特定高速射頻采樣 ADC 的窄帶匹配應用時，您無需成為專家模擬器。這種 NB 匹配方法可用于幫助增強射頻信號鏈內的任何上行濾波。首先，使用數據表中所選的平衡-非平衡變壓器的回波損耗值來解決 NB 匹配工作的電阻部分，從而有助于改善輸入前端網絡的回波損耗。接下來，使用規格表中 ADC 給定的 S 參數、數據表輸入模型或集總元件 R||C 值作為目標頻帶下 NB 匹配的起點。請記住，平衡-非平衡變壓器和 PCB 布局對完成匹配所需的無源器件有所影響。務必將這些考慮在內并作為起點。

通過少量模擬以提供方向和一些簡單的數學運算，您可以立即加速下一個高速射頻轉換器設計。

參考文獻

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Reeder, Rob.“第 3 dB：為什么有損耗的衰減網絡焊盤適用于射頻 ADC。”德州儀器 (TI) 應用手冊，文獻編號 SLVAG01，2025 年 2 月。

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Keysight Technologies（日期不詳）Advanced Design System (ADS) 市場領先的電路設計和模擬軟件。訪問時間：2025 年 9 月 23 日