為獲得轉子當前位置，需要采用某種轉子位置檢測環節。在有位置傳感器的系統中，轉子位置的檢測是通過一系列霍爾效應傳感器來實現的，霍爾效應傳感器能夠感知轉子永磁磁極的位置。霍爾換相控制已在CW32電機控制基礎——無刷直流電機換相控制原理有講解。但位置傳感器的存在，增加了無刷直流電機的重量和結構尺寸，且不易安裝和維護；同時，傳感器的安裝精度和靈敏度直接影響電機的運行性能；另外，霍爾傳感器存在一定的磁不敏感區；其次，過多的傳輸線使系統易受干擾且可靠性降低；再次，在某些惡劣的工作環境中，常規的位置傳感器根本就無法使用。因此，使用無感無刷直流電機控制，具有其一定的優勢。

對于無位置傳感器的直流無刷電機，必須通過一定的方法檢測轉子位置信息才能準確換相。反電動勢法是其中最成熟和應用最廣泛的位置檢測方法。在六步換相控制中，每一個換相周期，將有一相繞組處于不導通狀態，因此通過檢測第三相反電動勢信號可檢測到轉子磁極在該繞組經過的時刻。如圖1所示。在AB繞組通電時，應檢測C相反電動勢電壓。

圖1 反電動勢檢測原理

1 無感BLDC換相

為方便分析，以120°霍爾式位置傳感器為例，三相無刷直流電機反電勢和傳感器輸出信號間相位關系見圖2所示。

圖2 BLDC反電勢和傳感器信號

如圖2所示，當轉子在0度電角度位置時，A相反電動勢過零點，此時，再延30度時，HALL A傳感器檢測到邊沿信號，此時需要換相，即：30度電角度時AB繞組通電，開始檢測C相繞組反電動勢；當轉子位置在60度時，C相反電動勢過零點，此時，再延30度時，HALL C傳感器檢測到邊沿信號，此時需要換相，即：90度電角度時AC繞組通電，開始檢測B相繞組反電動勢。以此類推。反電動勢的檢測總在第三相未通電的繞組上進行。在檢測到過零點時，需要再延時30度電角度進行換相。

因此，使用無感無刷直流電機控制，反電動勢過零點的檢測是關鍵。

2 傳統反電動勢法

無刷直流電機的數學模型方程如下式所示，

其中，Ua,Ub,Uc為三相端電壓，為星形連接中性點電壓，R和L為三相電樞繞組電阻和電感，是ea,eb,ec為三相反電動勢，ia,ib,ic為三相繞組電流。

假設某一時刻，A相正向導通，B相負向導通，C相懸浮，電流從A相流進B相流出，如圖3所示。則Ua=HV-VCE，Ub=VCE，ia=-ib，ic=0，其中，HV,VCE分別母線電壓和功率管導通壓降。將ia=-ib代入式1，并與式2相加，得式4。

圖3 AB通電時等效電路

將Ua=HV-VCE，代入式4，可得式5。

將ic=0代入式3，得式6。

根據式6，在PWM導通期間，即AB繞組加電期間，在過零點時刻，C相端電壓與中性能電壓相等。因此，可以虛擬中性點作為參考電壓，在端電壓與參考電壓相同時，發生過零點，如圖4所示。考慮開關噪聲對低頻反電動勢的影響，傳統反電動勢法需要對每相以及中性點進行電阻分壓和阻容濾波，對反電動勢進行實時采樣。此法也稱硬件比較過零點法，通過硬件比較器實現過零點檢測。

圖4 AB通電時等效電路

這種方法有很多不足之處：它需要創建一個虛擬中性點；濾波造成的相位偏移必須找到一個補償值，而且相位偏移會隨頻率不同而不同，使得控制難以實現；電阻分壓降低了被檢測信號的靈敏度，低速檢測困難，使系統可靠性降低；對不同的電機及速度范圍，須重新設計反電動勢檢測電路參數。

3 全數字反電勢法

隨著嵌入式系統的發展，像CW32的MCU都具有AD觸發采集功能。因此使用軟件進行過零點比較，可省去許多硬件成本，降低系統的復雜性。此法也稱軟件比較過零點法。針對PWM占空比和調速范圍的不同，可以不同時刻采集反電動勢信號。根據AD采樣時刻的不同，把反電動勢檢測的方法分三種：在功率開關管導通時刻采樣、在功率開關管關斷時刻采樣和所有狀態時刻采樣。

以下介紹的反電動勢法都基于上橋PWM斬波、下橋恒通的PWM單斬調制方式。

在功率開關管導通狀態時采樣：

根據式6所示，在過零點時刻，C相端電壓與中性能電壓相等。因些需要將中性能電壓作為參考電壓。

為得到100%的PWM占空比，就必須在功率開關管導通狀態時對反電動勢采樣。為得到反電動勢過零檢測的參考電壓，一種方法是同傳統反電動勢過零檢測法一樣，建立一個虛擬中性點；在硬件結構上，也同樣需要電阻分壓。除了建立虛擬中性點，還有一種更簡單的方法可以得到反電動勢過零檢測的參考電壓。

在AB導通期間，ea=-eb，根據式5得式7。

從圖2中也可以看出，當母線電壓供直流電，其中某兩繞組通電時，中性點電壓為母線電壓的一半。

可見，要得到反電動勢信號，可以選擇參考值為HV/2的參考電壓。它可以直接由母線直流分壓得到或由微處理器采集運算得到。如圖5所示。

圖5 PWM導通時刻采樣硬件原理

PWM導通時刻采樣示意圖如圖6所示。一般在PWM導通之后延遲一定時間，再進行過零點信號采樣。采樣可以每PWM周期采集一次，也可以每PWM周期內ON時刻采集多次再進行濾波，具體采用方法，可以根據微處理器處理能力而定。

圖6 PWM導通時刻采樣示意

在PWM導通時刻采樣，不必考慮相位偏移。但這種方法也有不足之處：由于電阻分壓，使得反電動勢過零點的檢測靈敏度受影響；且由于在功率開關管導通時刻進行，所以必須有最小的功率開關管導通時間，使得低速難以保證。

在功率開關管關斷狀態時采樣：

為分析中性點電壓，現給換相電路中六個續流二極管定義為D1-D6，如圖7所示。

圖7 三相BLDC換相電路

由于續流二極管和線圈電感的作用，在下管恒導通時，AB相電流流向如圖8所示。

圖8 T1“OFF”時AB相電流流向

忽略二極管壓降，加在A相電壓為0。所以根據式7可得，中性點電壓理想為為0，即地。

為提高系統檢測的準確性，在微處理器內部可將比較的參考電壓設為一較大于0的固定閥值，如0.2V。通過C相反電勢的檢測直接與該電壓值比較，可得過零點時刻。

這種方法，不需要創建虛擬中性點，不需要電阻分壓和阻容濾波，它完全克服了傳統方法的缺陷。只需3個電阻分別將電機的三相連接到微處理器的三個輸入引腳即可，具有無可比擬的優勢。

如圖9所示。圖中顯示了六步換相方式中單相的反電動勢波形。在PWM OFF時，進行檢測反電動，以得到與0值相等時為過零時刻。在T1-T2區間，該相反電動為增大過程，由負值增加到正值的過程中檢測到過零點；而在T4-T5區間，該相反電動勢由正值減到負值過程中檢測到過零點。通過PWM OFF采集方法，可很方便地得到反電動勢過零點。

圖9 PWM OFF時刻反電動勢采樣

這種方式，集成度高，無須外加反電動勢檢測電路，最大限度降低成本；不需要分壓，信號無衰減，可以得到反電動勢的全部信號；反電動勢在功率開關管判斷時采樣，因此抑制了高頻開關干擾；靈敏度高，可以在很大的速度范圍驅動電機，使電機在很低的速度運行且可以最大轉矩起動；使用數字濾波器代替模擬濾波器，避免了濾波延時；提高了信噪比。

不足之處：當速度達到一定高度時，由于不同電機反電勢參數不同，得到的反電動勢電壓不同，對于同一MCU其芯片參考電壓為固定值，當反電動勢高于參考電壓時，需考慮MCU的承受能力；另外，此方法是在開關管關斷時刻進行，所以必須保證最小的功率一關管判斷時間，使得PWM占空比無法達到100%。

在功率開關管所態狀態時刻采樣：

這是一種集中了前兩種方法優點的反電動勢過零檢測法，不僅保持了在功率率開關管關斷狀態結束時采樣的高靈敏度，在低速時可以檢測至低反電動勢；而在功率開關管導通狀態采樣時，可以使電機在最大的速度運行以至達到100%的PWM占空比。這種方法可以滿足不同的應用需求，具有更大的靈活性。

圖10 PWM所有狀態數字采樣

在硬件上，由于需要在功率開關管導通狀態采樣，所以同樣需要保持電阻分壓的硬件結構。但，與在功率開關管導通時采樣的反電動勢過零檢測法的不同之處，在于分壓電阻不是直接接地，而是連接到MCU的I/O口，如圖10所示。根據不同的PWM占空比和速度要求，選用不同的采樣方法。當在功率開關管關斷結束時采樣，I/O口配置為懸浮輸入（高阻），即不進行電阻分壓；在功率開關管導通時采樣時，I/O口配置為推拉輸出（推挽），且輸出為低，即是對采樣信號進行分壓。根據采樣方法，由I/O口的配置來決定是否分壓，容易實現。(IO控制是否讓母線電壓進行分壓)。CW32MCU由于ADC性能足夠，我們更傾向于在Ton時刻采集。所以在我們分享的DEMO中和一些實際案列，均未使用這個I/O控制的方法。

在實際應用中,可以根據PWM占空比和速度范圍的要求選擇合適的采樣方法。