在上期中，我們探討了交流電機驅動器如何進行隔離式電壓檢測。

本期，為大家帶來的是《使用熱插拔控制器應對 48V AI 服務器的保護挑戰》，將探討使用熱插拔控制器和并聯 MOSFET 設計前端保護時，高功耗以及快速和瞬態動態特性帶來的挑戰，并給出建議解決方案。

簡介

隨著人工智能 (AI) 和機器學習技術不斷進步，企業服務器需要同時處理大量數據和存儲，能耗極高。每個服務器主板的穩態額定功率高達 5kW 或 6kW，而通用服務器的額定功率為 1kW 或 2kW。但外形尺寸保持不變，因此隨著功率密度的增加，系統設計面臨著諸多挑戰。與通用服務器相比，AI 服務器上瞬態負載的負載幅度、壓擺率和頻率增加了三到四倍。

圖 1 顯示了48V 機架式服務器中的典型配電情況，其中輸入受到熱插拔電路的保護，然后分配到所有下游系統負載。

圖 1：48V 機架式服務器配電的典型方框圖

在本文中，我們將討論基于 AI 的處理器在 48V 服務器設計中帶來的各種挑戰，以及設計指南和重要提示和技巧，用于實現符合表 1 中概述的系統規格的可靠熱插拔解決方案。

表 1：典型系統規范

設計 48V AI 服務器

熱插拔電路的挑戰

每當回顧這些年來熱插拔電路配置是如何演變的，都會發現有趣的現象。熱插拔解決方案由三個主要組件組成：一個用作主電源控制開關的 N 溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET)、一個測量電流的感應電阻器，以及一個熱插拔控制器，其中包括一個完成環路以控制 MOSFET 的通電流的電流感應放大器。

如圖 2 所示，您可以對低功耗設計使用單一基于 MOSFET 的熱插拔解決方案。從根本上說，熱插拔控制器具有電流和功率限制功能，可限制浪涌和故障電流，同時保障 MOSFET 的安全工作區 (SOA)。這些功能足以用于設計低功耗 (<500W) 熱插拔解決方案。

圖 2：傳統功率限制熱插拔電路

圖 3：具有柵極壓擺率控制功能的熱插拔電路

圖 4：具有針對 Cdv/dt 的局部放電路徑的熱插拔電路

隨著數字負載的增加，系統需要更高的輸出電容 (>SOA 470μF)，要求并聯 MOSFET 支持穩態電流并采用輸出電壓壓擺率控制，以使 MOSFET 保持在其 SOA 范圍內。

在輸出電壓壓擺率控制方法中，放置在柵極-GND 之間的電容器 Cdv/dt（參閱圖 3）可限制柵極和輸出電壓的壓擺率，從而限制浪涌電流。當 MOSFET 中的功率損耗降低且分布在較長的時間段內時，它們可以處理更多能量。因此，隨著輸出電容增加，您需要更高的 Cdv/dt來降低 MOSFET 在啟動期間的浪涌電流和功率損耗。

更高的 Cdv/dt會干擾關斷過程，但熱插拔控制器的下拉強度有限。這需要針對 Cdv/dt采用基于本地 P 溝道 N 溝道 P 溝道 (PNP) 的放電電路，如圖 4 所示。在啟動期間，Cdv/dt以相同的方式控制壓擺率，但在關斷事件期間，Q1 PNP 晶體管激活并在本地對 Cdv/dt放電。二極管 D1 會阻止 Cdv/dt放電到柵極引腳，從而降低柵極引腳上的應力，同時確保控制器正常運行。

在 AI 驅動型圖形處理單元應用中，熱插拔解決方案必須支持 150A 左右的電流，并且必須支持高頻、高壓擺率負載瞬態，而這帶來了三個新的挑戰。

挑戰 1：

輸出短路期間的關斷延遲

隨著負載電流的增加，需要并聯更多的 MOSFET，以將最高穩態 MOSFET 結溫限制為安全值（100°C 至 125°C）。例如，為了在 70°C 環境溫度下支持 150A 的穩態負載電流，需要并聯八個德州儀器 (TI) CSD19536KTT MOSFET，以將穩態 MOSFET 結溫限制在 100°C 范圍內。并聯 MOSFET 有助于散熱，但會增加熱插拔控制器柵極引腳上的有效電容并影響關斷響應。

在輸出短路期間，MOSFET 需要足夠快地關斷，以防止故障電流進一步累積，并避免損壞 MOSFET、輸入電源或印刷電路板 (PCB)。TI LM5066I 熱插拔控制器的柵極下拉強度限制為 160mA，這不足以在短路事件期間完全關斷所有八個 MOSFET，如圖 5 所示。

圖 5：LM5066I 控制器采用八個 MOSFET 時的短路響應

挑戰 2：

在負載瞬態期間出現錯誤的柵極關斷

盡管基于 PNP 的局部 Cdv/dt放電電路有助于在輸出短路事件期間可靠地關斷 MOSFET，但會在存在高頻、高壓擺率負載瞬態的情況下導致柵極錯誤關斷。在負載升壓期間，由于熱插拔電路的輸入和輸出阻抗有限，MOSFET 源極節點會下降。源極節點上的壓降通過 MOSFET 的 CGS電容耦合到 MOSFET 柵極節點，并導致柵極節點也下降。MOSFET 源節點在負載降壓期間恢復。由于 LM5066I 熱插拔控制器的柵極電流有限（典型值為 20μA），柵極節點無法完全恢復到之前的水平。因此，熱插拔控制器柵極在后續負載瞬態周期中繼續進一步下降，從而為 Q1 產生基極-發射極電壓。最后，PNP 雙極結晶體管 Q1 導通，導致錯誤地關斷系統。圖 6 展示了整個過程，而圖 7 展示了相應的測試結果。

圖 6：動態負載的熱插拔電路圖示

圖 7：熱插拔電路對動態負載的響應

挑戰 3：

受控（慢速）導通期間的并聯諧振

通常，在線性工作區域內，與單個 MOSFET 相比，并聯 MOSFET 更容易發生寄生振蕩。這是因為漏極、源極和柵極節點上存在寄生雜散封裝電感和電容，它們會形成一個類似于 Colpitts 振蕩器的諧振回路。與柵極驅動強度 >2A 的開關穩壓器不同，具有較低柵極驅動強度 (20μA) 的熱插拔控制器通過在線性區域中運行 MOSFET 來限制啟動期間的浪涌電流。因此，熱插拔 MOSFET 的并聯組合非常敏感，更有可能產生持續振蕩。這種現象會導致在電源短路故障期間違反 MOSFET SOA，從而導致 MOSFET 損壞。

建議的電路增強

下面我們將探討有助于解決這三個挑戰的電路增強。

改善關斷響應

在圖 8 所示的建議解決方案中，使用PNP 晶體管（QPD和 RPD）引入外部快速下拉電路將提高關斷速度。在輸出短路事件期間，160mA 的柵極下拉電流會在 RPD電阻器上產生較大的壓降，并啟用 PNP 晶體管的快速下拉 (QPD)。這進而會使所有并聯 MOSFET 的柵極至源極短路，立即關斷 MOSFET 以快速斷開電源路徑。圖 9 展示了快速下拉電路中短路事件的實驗結果。

克服動態負載的關斷錯誤

在該解決方案中，熱插拔柵極節點通過在 MOSFET 柵極端子之間放置DSS二極管來從 MOSFET 柵極端子去耦，同樣如圖 8 所示。此修改有助于消除輸出電壓紋波到熱插拔控制器柵極節點的反射，并避免軟啟動 PNP 晶體管 Qss 發生錯誤導通。更改二極管的位置不會影響啟動期間的控制器行為或任何故障事件。如測試結果（請參閱圖 10）所示，即使在頻率為 1kHz、負載階躍為 20A 至 120A 的情況下，系統也能連續運行。

圖 8：建議的熱插拔電路配置

圖 9：具有快速下拉電路的輸出短路響應

圖 10：在 1kHz 頻率下，20A 至 120A 步進至 20A 的負載瞬態性能

阻尼寄生振蕩

添加與每個 MOSFET 柵極串聯的阻尼電阻器 (RG1、RG2、RG3)可以消除系統中的寄生振蕩。通常，我們推薦使用 10Ω 0603 封裝電阻，但根據寄生效應，1Ω 左右的低值也可能有用。我們建議在您的 PCB 上進行測試并確定阻尼電阻器的值。

設計指南和器件選擇

將表 1 中所示的系統規格饋入LM5066I 設計計算器將獲得并聯的所選 MOSFET 的電流感應電阻器 (RSNS)、功率限制電阻器 (RPWR)、故障計時器電容器 (CTIMER)、軟啟動電容器 (Cdv/dt) 和數量 (N) 的值。在適用于 48V 人工智能服務器的 8kW 熱插拔參考設計中，RSNS= 330μΩ、RPWR= 28.7kΩ、CTIMER= 10nF、Cdv/dt= 47nF 且 N = 8。

查看圖 8，使用方程式 1 擇 RPD電阻器：

方程式1

其中，VBE(sat)是 QPDPNP 晶體管的基極-發射極飽和電壓，而IGATE(CB)是 LM5066I 熱插拔控制器中的上電復位斷路器灌電流。8kW 熱插拔參考設計使用的 RPD值 =20Ω。

Cdv/dt放電電路

圖 8 為 DSS使用 100V 信號二極管。二極管應處理幾十毫安的正向電流。此 8kW 熱插拔參考設計使用 Diodes Inc. 的 BAV16W-7-F

您必須反復選擇RSS1、RSS2和 QSS，以確保在關斷期間三個分量中的任何一個都不會受到應力。對于 QSS，您可以選擇集電極-發射極 (VCEO) 和集電極-基極 (VBEO) 電壓>100VDC且集電極連續電流 >200mA 的任何標準 PNP 晶體管。選擇 RSS1和 RSS2的值及其各自的額定功率，將流過 QSS晶體管的電流限制在安全值。您必須為 RSS2使用特殊的高功率電阻器，以便管理關斷期間的瞬態峰值功率應力。8kW 熱插拔參考設計將 onsemi MMBT5401LT1G 用于 QSS，RSS1= 100Ω 且 RSS2= 499Ω (Vishay RCS0805499RFKEA)。

需要使用輸入瞬態電壓抑制 (TVS) 二極管，以便在輸入熱插拔和輸出短路事件期間防止瞬態過壓。TITVS 二極管推薦工具可幫助您獲取 TVS 二極管的器件型號（電壓和功率額定值），以及并聯的 TVS 二極管數量。8kW 熱插拔參考設計使用三個 Littelfuse 8.0SMDJ60A TVS 二極管。

您將需要輸出肖特基二極管，以免熱插拔控制器的輸出引腳在發生輸出短路事件時受到負瞬態的影響。8kW 熱插拔參考設計使用三個 onsemi FSV20100V 肖特基二極管。

結語

與傳統服務器相比，新興的 48V AI 服務器在峰值和穩定狀態下都需要更大的功率。在使用熱插拔控制器和并聯 MOSFET 設計前端保護時，高功耗以及快速和瞬態動態特性帶來了挑戰。面臨的挑戰包括如何針對實際故障快速關斷并聯 MOSFET，同時避免計算負載產生高頻瞬態的錯誤關斷。本文中的建議解決方案消除了傳統熱插拔控制器的局限性，并支持為 48V AI 服務器設計可靠的輸入保護解決方案。