導言

在DCDC轉換電路的設計過程中，我們常常會需要知道轉換電路在某個特定工作狀態時功率的損耗。

比如通過待機狀態的損耗來確定電路對待機時長的影響，通過穩態情況的損耗來確定設備溫升情況，以及大電流情況下的損耗來確定電路的極限工作能力。

而弄清楚轉換電路中損耗的來源以及如何去計算，便成了我們在優化功耗設計時不可或缺的內容。

本期內容

今天我們將通過對Buck電路中損耗的分析和計算，帶大家初步了解DCDC電路中的損耗是如何產生的，以及如何針對不同工作狀態去減小電路的損耗。

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同步整流Buck電路

Buck電路通常由輸入電容、開關管、續流管、電感、輸出電容以及反饋控制電路組成，而續流管又分為被動的續流二極管和主動的同步整流開關管，這兩種情況對于損耗的影響是不同的。

在如圖所示的同步整流Buck電路工作過程中，N MOSFET Q1持續地（找元器件現貨上唯樣商城）開通和關斷，電源和電容提供的輸入電流斷續流過Q1，在Q1關斷期間，由于電感電流不能突變，所以需要打開N MOSFET Q2為其主動續流維持電感輸出電流。

圖1：同步整流Buck電路

因為MOSFET 存在導通電阻，在導通階段流過電流會產生損耗，稱之為導通損耗，計算時由于上下管交替導通以及各自導通電阻的差異，需要分別計算其導通損耗。

類似的，電流流經電感L 時也會由于電感的直流導通電阻而產生導通損耗，在電感電流紋波很小可以忽略的情況下，電感電流等于Buck電路輸出電流，電感還會存在磁芯損耗，在磁芯為鐵氧體材質時，磁芯損耗可忽略不計，具體計算可參考電感廠家提供的應用手冊。

在具有電流反饋的Buck電路中，還會存在采樣電阻 Rsense，其值通常為數毫歐，也會有不可忽略的導通損耗。

在同步整流Buck電路中，由于開關管交錯導通且存在開關時間，在某個開關管打開之前，若未完全關斷另一個開關管，兩管就會直通，這時輕則損耗變大，重則燒毀電路。

圖2 開關管交錯導通

為了完全錯開兩管的開關過程，便在驅動邏輯上增加了死區時間。在死區時間內，兩個MOSFET均關閉，電感電流不能突變，便只得從續流MOSFET Q2的體二極管中流過，但由于體二極管正向導通壓降的存在，也形成了一定的導通損耗。

圖3 PWM死區

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非同步整流Buck電路

在非同步整流的Buck電路中，MOSFET Q2 被二極管 D1所替代，所以在電感續流期間，續流開關管的導通損耗便變成了二極管正向導通壓降所帶來的損耗。

圖4 非同步整流Buck電路

在MOSFET Q1 開通過程中，續流二極管D1逐漸反向恢復，而反向恢復先要釋放掉續流期間正向導通時儲存的電荷，這里也會形成一定的損耗，反向截止電壓較低時該損耗通常較小可忽略。

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導通損耗和反向電容損耗

導通損耗和反向電容損耗計算公式如下：

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MOSFET的開關損耗

回到我們的同步整流Buck電路中，有同學可能會提出疑問了，MOSFET 是電壓型器件為什么也需要電流才能導通呢？

這是因為MOSFET 由于結構的原因不可避免的存在寄生電容，為了使 MOSFET 達到導通條件，也就是柵極電壓Vgs超過某一閾值，必須通過柵極向這些寄生電容充電，這也就形成了驅動電流，同時為驅動電路提供瞬態電流的VCC電容和自舉電容的容量有限，過大的驅動電流會引起不可接受的電容電壓跌落，造成驅動電壓下降或者控制芯片工作異常，需要通過電阻來限制這個充電電流，所以實際上MOS的導通是需要一定時間的。

圖5 Mosfet導通柵極電壓曲線

導通期間，MOSFET 漏極電壓 Vds與漏極電流 Id重合，產生開通損耗。

圖6 MOSFET導通開關損耗

類似的，MOSFET 關斷期間產生關斷損耗。需要注意的是，由于死區時間的存在，續流MOSFET Q2 在開通和關斷之前，Vds電壓均已接近0V其開關損耗可忽略不計，即零電壓開關。

同時，給MOSFET 寄生電容充的電在關斷期間通過柵極驅動電路流向地，所以這部分電量也損耗掉了，稱其為驅動損耗。

圖7MOSFET關斷釋放電荷

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開關損耗和驅動損耗

開關損耗和驅動損耗計算公式如下：

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VCC轉換器損耗

開關管N MOSFET Q1的驅動電路由控制芯片中的VCC轉換器供電，VCC轉換器通常為線性穩壓器，存在較大效率損失，同時由于上管源極電壓浮動，需要自舉電路提供浮動驅動電壓，此處存在一定效率損失。

開關管N MOSFET Q2，類似，但無自舉電路損耗。邏輯電路和放大器等的損耗可以由芯片靜態電流Iq計算。

VCC轉換器損耗計算公式如下：

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案例計算

下面以MP9928同步整流控制芯片為例，計算其Demo板 12V轉5V 521kHz FCCM模式時的工作效率。我們可以在手冊中找到芯片的原理框圖，結合功能描述，發現其內部VCC轉換器存在兩種供電方式，這里按從芯片電源輸入端IN 供電的方式計算芯片的損耗。

圖8 MP9928 VCC電源路徑

計算損耗所需要的公式如下，由于上下管 MOSFET 參數一致，可以對計算公式進行化簡：

從手冊中找到計算所需的柵極驅動電源電壓、芯片靜態電流、死區時間。

圖9 MP9928 芯片參數

通過瀏覽EV9928的手冊查得其所用 MOSFET 、電感、采樣電阻的型號，再瀏覽其對應的手冊，獲得對應柵極驅動電壓和漏極電源電壓情況下MOSFET的導通電阻Rds(on)和柵極驅動電荷Qg以及電感的直流導通電阻Rdc。

圖10MOSFET柵極電荷和導通電阻

圖11 電感直流導通電阻

MOSFET實際的開關時間需要在電路中測試，此處選用MOSFET手冊中數據作為參考。

圖12MOSFET開關時間

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效率計算結果分析

MP9928 評估板的效率計算結果與真實條件下的測試結果對比如下：

圖13 EV9928效率曲線

可以發現計算的出來的效率略高于測試結果，可能是因為損耗導致的發熱進一步影響了器件的參數，但總體來說結果具有較高可信度。

若需進一步分析非線性參數對損耗的影響，可以參考MPS電源小課堂往期視頻《合適的比例，讓效率曲線更加完美》。

分析計算結果中各損耗來源所占百分比：

圖14 EV9928損耗來源

可以發現輕載時的損耗主要來源于芯片內部轉換電路損耗以及MOSFET驅動損耗，而重載時主要來自于MOSFET、電感、采樣電阻等的導通損耗、以及MOSFET的開關損耗和死區時間內下管體二極管續流時的損耗。

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工作狀態對效率的影響

進一步對MP9928 評估板進行效率測試：

圖15 EV9928不同工作模式下的效率曲線

可以發現開關導致的驅動損耗，主要影響輕載效率，開關頻率對輕載效率影響較大，和計算結果推算一致。

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關于提升Buck電路效率的建議

對于大多數 MPS Buck 穩壓器，高側MOSFET、高側MOSFET驅動器、低側MOSFET、低側MOSFET驅動器(僅用于同步 Buck 變換器)、 VCC Regulator、邏輯和控制電路集成在一個芯片中。因此，選擇開合適的開關頻率、低側二極管(僅用于非同步Buck變換器)以及電感是降低功率損耗的關鍵。通常給出以下建議:

開關頻率越高，開關損耗越大。選擇合適的頻率可以優化開關損耗和大小。

低側 MOSFET (僅適用于同步轉換器)：對于高輸出電流應用，推薦使用低 Rds(on) 的 MOSFET來降低低端 MOSFET的導通損耗。對于高輸入電壓應用，推薦使用低 Qg 的 MOSFET來降低 Vcc Regulator損耗。

選擇較小Ciss、Crss、Qg等寄生參數的高側MOSFET來減少開關損耗，其Rds(on)可以比低側MOSFET大。

續流二極管(只適用于非同步轉換器)：為了減少續流二極管的導通損耗，建議采用低正向導通電壓二極管；選擇反向恢復速度快的二極管，減小反向恢復損耗。

建議采用低直流電阻的電感器，以減少電感器的導通損耗

經過上面的學習，相信工程師朋友們已經對Buck電路的功耗來源和計算有了大致的了解。

優化功耗設計，在這個能源問題日益突出的環境里，也變得愈加重要。通過選擇合適的架構、器件和參數，可以讓我們每個工程師都能參與其中，為能源節約貢獻出一份力，你做好準備了嗎？

審核編輯 黃宇