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交錯式升壓功率因數校正 (PFC) 轉換器可以通過負載均流來提高效率，因此它已成為高功率應用的首選拓撲。通過在多個平衡相位中分擔負載電流，可以顯著減小每相的 RMS 電流應力、電流紋波和升壓電感大小。因此，重載效率顯著提高，從而允許選擇高性價比的功率 MOSFET 和升壓二極管，并有利于延長電源的使用壽命。

FAN9673 先進 PFC 控制器是實現高功率 PFC（數千瓦以上）的出色解決方案。FAN9673 是一款連續導通模式 (CCM) PFC 控制器，用于三通道交錯式升壓型預調節器。

FAN9673 整合了用于實現前沿調制、平均電流模式、升壓型功率因數校正的電路，可實現完全符合 IEC61000-3-2 [WC1]規范的電源設計。FAN9673 還具有創新的通道管理功能，支持根據 CM 引腳上的電壓平穩地加載/卸載從通道的功率電平，從而改善 PFC 轉換器的負載瞬態響應。

本文將介紹使用 FAN9673 的 3 通道交錯式 CCM 升壓 PFC 的實際設計注意事項，其中包括設計升壓電感和輸出濾波器、選擇元器件、實現平均電流模式控制的過程，然后通過實驗性 5 kW 原型轉換器驗證該設計過程。圖 1 所示為 PFC 變換器的典型應用電路。

圖 1. FAN9673 的典型應用電路

設計過程

本部分以圖 1 所示原理圖為參考來介紹設計過程。設計示例選擇 5 kW 額定輸出功率、三通道 CCM 交錯式 PFC，使用歐洲輸入范圍（高壓單范圍）。設計規格如下：

表 1. 設計規格

第1步 估算輸入額定功率和輸出電流

整個系統由三個并聯升壓 PFC 級組成，如圖 2 所示，因此 PFC 級的輸入功率為：

（公式1）

其中 η 是 PFC 級的綜合效率。

PFC 級的輸出電流由下式確定：

（公式2）

每個升壓級的輸出電流由下式確定：

（公式3）

圖 2. PFC 級配置

設計示例

（公式4）

（公式5）

（公式6）

（公式7）

第2步 頻率設置

FAN9673 的內部振蕩器頻率由 RI 引腳上的外部電阻 R_RI決定。開關頻率由定時電阻 R_RI決定，計算公式為：

（公式8）

保證開關頻率范圍為 18 kHz ~ 40 kHz 和 55 kHz ~ 75 kHz。

設計示例

選擇 20 kΩ 的 R_RI 以獲得 40 kHz 開關頻率。

（公式9）

第3步V_IN 范圍和 R_IAC 設置

FAN9673 使用 IAC 引腳檢測線路電壓的峰值，如圖 3 所示。線路電壓峰值由峰值檢測電路使用采樣保持法獲得。同時，通過檢測經 R_IAC 流入 IAC 引腳的電流來獲得瞬時線路電壓信息。

RIAC 應根據輸入電壓范圍加以選擇。對于通用交流輸入 (85 V ~ 264 V)，V_VIR 應設置為 < 1.5 V，R_IAC 應選擇 6 MΩ。如果輸入為高壓單范圍交流輸入 (180 V ~ 264 V)，V_VIR 應設置為 > 3.5 V（最大值為 5 V），R_IAC應選擇 12 MΩ。V_VIR 應根據交流輸入范圍確定。V_VIR 的設置會影響增益調制器的增益、R_DY引腳遲滯和加電/掉電遲滯。

（公式10）

V_VIR 可根據下式設置：

（公式11）

圖 3. 線路檢測電路

設計示例

該 PFC 專為高壓單范圍交流輸入 (180 V ~ 264 V) 而設計。R_IACRIAC 應選擇 12 MΩ，R_VIR 為：

（公式12）

對于 180 V ~ 264 V 的交流輸入范圍，R_VIR 選擇 470 kΩ。

第4步 PFC電感設計

升壓開關在線路電壓峰值時的占空比由下式確定：

（公式13）

那么，升壓電感在最小交流線路電壓峰值時的最大電流紋波為：

（公式14）

在最小交流輸入的線路電壓峰值時，升壓電感電流在一個開關周期內的平均值由下式確定：

（公式15）

圖 4. 電感電流

對于給定電流紋波系數 (KRF=DIL/ILAVG )，升壓電感值可通過下式獲得：

（公式16）

升壓電感的最大電流為：

（公式17）

設計示例

在最小交流輸入的峰值時（假設它是 PFC 掉電電壓），升壓電感電流在一個開關周期內的平均值由下式確定：

（公式18）

升壓電感可通過下式獲得：

（公式19）

升壓電感的最大電流為：

（公式20）

第5步 輸出電容設計

圖 5. PFC 輸出電壓紋波

選擇 PFC 輸出電容時應考慮輸出電壓紋波。圖 5 顯示了輸出電壓上的線路頻率紋波。對于給定輸出紋波規格，輸出電容的值可以通過下式獲得：

（公式21）

其中 I_OUT-TOT 是升壓 PFC 級的標稱輸出電流，V_PFC-RIPPLE 是峰峰值輸出電壓紋波。

確定輸出電容值時還應考慮保持時間：

（公式22）

其中 P_OUT-TOT 是升壓 PFC 級的標稱輸出功率；t_HOLD 是所需的保持時間，V_PFC-MIN 是保持期間允許的最小 PFC 輸出電壓。

設計示例

峰峰值電壓紋波規格為 V_PFC 的 5%，故電容應為：

（公式23）

假設一個周期 (15 ms) 壓降期間的最小允許輸出電壓為 300 V，則電容值應為：

（公式24）

本例中的 PFC 輸出電容選用 3 個并聯的 680 mF 電容。在此設計示例中，三通道 PFC 的目標應用是家用電器電源，因此沒有保持時間要求。

第6步 輸出檢測和 PVO 設置

為了提高系統效率，FAN9673 集成了可編程 PFC 輸出電壓功能 (PVO)。如圖 6 所示，當 PFC 輸出電壓遠高于交流輸入的峰值電壓時，用戶可以從 MCU 向 PVO 引腳發送直流信號以降低 PFC 輸出電壓。

建議將 PFC 輸出電壓設置為至少比交流輸入的峰值電壓高 25 V。此外，還需要考慮與 PFC 輸出電壓調節密切相關的其他因素，例如保持時間、PF 和輸入電流的 THD 標準。

V_PVO 與調節 PFC 輸出電壓的反饋電壓目標值之間的關系為：

（公式25）

對于低交流輸入，一旦確定了所需 PFC 輸出電壓 V_PFC2，所需直流電壓電平 V_PVO 可通過下式確定：

（公式26）

圖 6. 兩級 PFC 輸出模塊

設計示例

將 PFC 輸出電平設置為 393 V，R_FB3 = 23.7 kΩ：

（公式27）

對于低交流輸入 200 V，設置 V_PFC2= 350 V，所需 V_PVO 為：

（公式28）

PVO 功能用于改變 PFC 的輸出電壓 V_PFC，它應至少比 V_IN 高 25 V。

第7步 電流檢測和限流

圖 7. PFC 控制電路

圖 7 所示為 PFC 控制電路。控制電路設計的第一步是考慮電壓環路的控制窗口以選擇 PFC 轉換器的電流檢測電阻。FAN9673 使用了線路前饋，因此消除了控制信號中的輸入電壓項，輸出功率與電壓控制誤差放大器的輸出 V_VEA 成正比，如下式所示：

（公式29）

P_OUT?MAX項應根據增益調制器在 V_VEA-SAT 時生成的最大電流命令來計算。它可簡化如下：

（公式30）

R_M 是乘法器的輸出電阻，用于將電流命令轉換為電壓型信號。G_MAX 為 2，是根據內部控制環路的系數和在 P_OUT-MAX 條件下預先假設的 V_VEA 電平（4~5V 左右）得出的。

設計示例

每個 PFC 級的最大功率限值設置為 2.167 kW（每通道滿負載的 130%），電流檢測電阻可通過下式獲得：

（公式31）

選擇 15 mΩ 電阻。

圖 8. ILIMIT 和 ILIMIT2 功能

FAN9673 有三個限流因素可防止輸出過流和電感飽和：V_EA、V_ILIMIT 和 V_ILIMIT2。V_EA 控制平均輸送功率。V_ILIMIT 箝位增益調制器生成的最大電流命令。V_ILIMIT2 設置逐脈沖限流。我們在設計 R_CS 時已處理了 V_EA。ILIMIT 和 ILIMIT2 引腳從 RI 引腳提供鏡像電流。用戶可以通過連接這兩個引腳上的電阻 RLIMIT 和 RILIMIT2 來設置限流閾值 V_ILIMIT1 和 V_ILIMIT2。

圖 9. ILIMIT 的內部模塊

一般來說，在提高輸出功率期間，V_ILIMIT應在 V_ILIMIT2 之前觸發，因為 ILIMIT2 用于防止電感飽和損壞開關。

通常將 PFC 級的最大功率限值設置為滿負載的 120% ~ 150% 左右，同時 V_VEA 約為 4 ~ 4.5 V。

電阻 R_ILIMIT 可以通過下式計算得出：

（公式32）

其中“3”為 FAN9673 的通道數，1.8 為選擇的箝位比。

關于 ILIMIT2 電平的選擇，用戶可以使用最大功率的 150% 作為設置值。它用于保護開關器件。用戶也可以使用半導體器件的最大電流額定值降額 10% 到 20% 后作為限值。ILIMIT2 設置通過下式獲得：

（公式33）

設計示例

（公式34）

選擇 f_SW= 40 kHz。鏡像 I_ILIMIT2 和 I_ILIMIT為：

（公式35）

（公式36）

（公式37）

選擇 10 kΩ 電阻來設置 V_ILIMIT2。

V_ILIMIT的設置通過下式獲得：

（公式38）

R_ILIMIT 選擇 30 kΩ 電阻。

完整的設計過程很難通過一篇文章討論清楚，將安森美加入星標，下篇更新不錯過。您也可以掃描下方二維碼，查看英文原版完整文檔哦~

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