本設計指南分為三部分，將講解如何為電力電子應用中的功率開關器件選用合適的隔離柵極驅動器，并介紹實戰經驗。上兩期分別講解了隔離式柵極驅動器的介紹與選型指南以及使用安森美(onsemi)隔離式柵極驅動器的電源、濾波設計與死區時間控制（詳情可點擊查看），本文為第三部分，將為大家帶來設計中的要點和PCB布局指南。

對于所使用的驅動器，要設計一個高能效且快速的電路，啟動時間是一個重要因素。因此，啟動時間必須要短。但是，啟動時間受上電延遲的限制，上電延遲是指驅動器使能到首次柵極輸出的時間。同許多電路一樣，所用驅動器的最小上電延遲可以在數據表中找到，它用 t_{VPOR to OUT} 來表示。

例如，安森美的隔離式柵極驅動器的 V_CC 上電延遲時間典型值為 18μs。建議在驅動輸入信號之前留一些裕量，以確保驅動器 V_CC 偏置電源完全激活。特別是對于 NCP51561 和 NCP51563，建議 V_CC 上電延遲時間留有適當的裕量。

例如，在任何 V_CC POR 之后的初始啟動期間，V_CC 上電時間至少需要 30μs 或以上，如圖 23 (B)所示。如果 V_CCX 上電斜坡使得 V_CCX 上升時間小于 t_{VPOR to OUT}，并且 INx 引腳上有 PWM 信號，那么在 V_CC 達到實際 UVLO 閾值之前，只要 V_CCX 電源電壓超過預設 UVLO 閾值（例如 V_CC=6 V），輸出就會開始切換，然后停止，直至達到 UVLO 電平，實驗結果如圖 1 所示。

圖1. V_CC 上電時間小于 t_{VPOR to OUT} 時的波形

圖2. V_CC 上電延遲時間

NCP51560 提供了修改 V_CC 上電延遲時間的控制方法來解決圖 24 中顯示的問題。在柵極驅動器準備好提供適當的輸出狀態之前，從 V_CC 上電復位 (POR) 閾值到輸出有一個上電延遲時間，表示為 t_{VPOR to OUT}（例如典型值 18μs）。

圖3. V_CC 上電延遲時間新概念

在 V_CC 初始啟動時，如果 V_CC 上電時間小于 t_{VPOR to OUT}，那么在上電延遲時間之后，輸出就會開啟，如圖 4 所示。

但是，在 V_CC 初始啟動時，如果 V_CC 上電時間大于 t_{VPOR to OUT}，那么當 V_CC 電源電壓大于 UVLO 正閾值電壓時，輸出開啟，如圖 4 所示。

圖4. V_CC 上電時間波形

圖 5 顯示了 CMTI 測試配置的簡化示意圖。

圖5. CMTI 測試簡化設置

CMTI 水平是能夠保持正確輸出的最大可持續共模電壓擺率。CMTI 適用于上升和下降共模電壓邊沿。CMTI 通過 GND 與 V_SSA 和 V_SSB 之間連接的瞬變發生器來測試。

例如，有些隔離式柵極驅動器的共模瞬變抗擾度很差。圖 6(a) 顯示了一個測試結果，輸出狀態在下降 dV/dt 斜坡中從高電平變為低電平。

然而，安森美的大多數隔離式柵極驅動器具有高達 200 kV/μs 的共模瞬變抗擾度，如圖 6(b) 所示。

圖6. CMTI測試波形

隔離式柵極驅動器輸出信號取決于輸出負載（通常是N溝道MOSFET）的特性。驅動器輸出對于N溝道MOSFET負載的響應可以模擬為開關輸出電阻 (R_SW)、印刷電路板走線的電感 (L_TRACE)、串聯柵極電阻 (R_GATE) 和柵源電容 (C_GS)，如圖 7 所示。

圖7. MOSFET柵極驅動的RLC模型

R_SW 為內部隔離式柵極驅動器輸出的開關電阻，約為 1.4 Ω。R_GATE 為 MOSFET 的固有柵極電阻加任何外部串聯電阻。

L_TRACE 為印刷電路板走線的電感，其典型值為 5nH，或者若采用精心布局，從隔離式柵極驅動器輸出端到MOSFET柵極具有短而寬的連接時，這個值會更小。

以下公式定義了 RLC 電路的質量因數Q，其表示柵極驅動器輸出端如何響應階躍變化。對于高阻尼輸出而言，Q小于1。添加串聯柵極電阻會抑制輸出響應。

圖 8 (A) 中的隔離式柵極驅動器輸出波形顯示輸出有少量振鈴，測試條件為：C_GS為 2nF，R_SW為 1.4Ω，R_GATE 為 0，使用 15V 輸出電源。通過添加串聯柵極電阻可以減少輸出振鈴，從而抑制響應。

例如，建議添加一個大約 2Ω 至 5Ω 的串聯柵極電阻，使用 2nFC_GS 和 5Ω 串聯電阻時的輸出波形如圖 8 (B) 所示。

圖8. 2nF負載電容的輸出波形

隔離式柵極驅動器給定通道的電源電流是電源電壓、開關頻率和輸出負載的函數。通常，柵極驅動總功率損耗 P_GDRV 包括靜態功率損耗 P_GDQ 和動態功率損耗 P_GDSW。

自舉二極管損耗未包含在總損耗 P_GDRV 中，本部分不予討論。第一個分量是靜態功率損耗 P_GDQ，當以開關頻率工作時，它包括驅動器上的靜態功率損耗和驅動器本身的功耗。

P_GDQ 是在給定的 V_DD、V_CCA/V_CCB、開關頻率和環境溫度下于試驗臺上測得，OUTA 和 OUTB 不連接負載。

其中：I_DD 和 I_CC 是在電源電壓（V_DD 和 V_CC）和目標開關頻率下測得的電流。

第二個分量是在有負載電容情況下的動態運行損耗 P_GDSW，驅動器在每個開關周期中為負載充電和放電。

例如，MOSFET 的柵極可以近似仿真為容性負載。

由于米勒電容 C_GD 及其他非線性因素影響，對所驅動負載的近似保守估計通常是將給定 MOSFET 的標稱輸入電容 C_ISS 乘以 5 倍。

其中：C_EST = C_iss×5。f_SW為開關頻率。

另外，使用柵極電荷可獲得更精確的 P_GDSW 值。

其中：Q_G為開關器件的總柵極電荷，f_SW為開關頻率。

因此，可以計算柵極驅動總功率損耗 P_GDRV：

本例中，V_DD=5V，V_CC=25V，Q_G=50nC。當 INA 和 INB 從 0V 切換到 5V 且開關頻率為 250 kHz 時，每個電源上測得的電流為：I_DD = 6.5 mA，I_CCA = I_CCB = 2.7 mA。

因此，總功率損耗 P_GDRV 可以計算如下：

隔離式柵極驅動器輸出級的損耗 P_GDO 是 P_GDSW 的一部分。如果柵極驅動器外部電阻為 0，并且所有柵極驅動器損耗都消耗在隔離式柵極驅動器內部，那么 P_GDO 等于 P_GDSW。

如果存在外部導通和關斷電阻，則柵極驅動器開關的內部導通電阻和外部柵極電阻（R_ON 和 R_OFF）共同產生此功耗。利用內部柵極電阻與總串聯電阻的比值，可以計算隔離式柵極驅動芯片內每個通道的損耗。

因此，柵極驅動器的總功耗 P_GDRV 為：

芯片內部的功耗乘以R_θJA，便可估算隔離式柵極驅動器結溫比室溫高出多少度：

其中：R_θJA 為結至空氣熱阻，可從數據表中的熱信息表獲得。

T_C為隔離式柵極驅動IC的外殼頂部溫度，使用熱電偶或其他儀器測量。

Ψ_JT為結至頂部特性參數，可從數據表中的熱信息表獲得。

為使器件不超出額定溫度范圍，T_J不得超過125℃。

隔離式柵極驅動器的邏輯接口不需要外部接口電路。

輸入和輸出電源引腳需要電源旁路電容，如圖 9 所示。

尤其是輸出電源引腳上的旁路電容必須避免使用過孔，或者必須使用多個過孔來降低旁路電感值。V_DD 和 V_CCA（或 V_CCB）的電源旁路電容需要布置在盡可能靠近電源引腳的地方。

圖9. 推薦的電源旁路電容布局

為了改善設計的開關特性和效率，開始 PCB 布局之前應考慮以下事項。

輸入/輸出走線應盡可能短。

最大限度地降低寄生電感和電容對布局的影響。（為保持較低的信號路徑電感，應避免使用過孔。）

V_DD 和 V_CCA（或 V_CCB）的電源旁路電容以及柵極電阻需要布置在盡可能靠近柵極驅動器的地方。

柵極驅動器應盡可能靠近開關器件，以降低走線電感并避免輸出振鈴。

在高速信號層下方應有一個實心接地平面。

V_SSA 和 V_SSB 引腳旁邊應有一個實心接地平面，并為 V_SSA 和 V_SSB 使用多個過孔，以降低寄生電感并使輸出信號上的振鈴最小。

為確保初級側和次級側之間的隔離性能良好，對于窄體封裝和寬體封裝，驅動器件下方不應布置任何 PCB 走線或銅，如圖 10 和圖 11 所示。建議提供 PCB 切口以防止污染，避免損害隔離式柵極驅動器的隔離性能。

圖10.推薦的窄體封裝PCB布局

圖11. 推薦的寬體封裝PCB布局

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