追求高品質(zhì)的電力供需，一直是全球各國所想要達(dá)到的目標(biāo)。然而，大量的興建電廠，并非解決問題的唯一途徑。一方面提高電力供給的能量，一方面提高電氣產(chǎn)品的功率因數(shù)（Power factor）或效率，才能有效解決問題。

有很多電氣產(chǎn)品，因其內(nèi)部阻抗的特性，使得其功率因數(shù)非常低，為提高電氣產(chǎn)品的功率因數(shù)， 必須在電源輸入端加裝功率因數(shù)修正電路（Power factor correction circuit）。但是加裝電路勢必增加制造成本，這些費(fèi)用到最后一定會轉(zhuǎn)嫁給消費(fèi)者，因此廠商在節(jié)省成本的考量之下，通常會以低價為重而不愿意讓客戶多花這些環(huán)保金。

大多數(shù)的消費(fèi)者，也因?yàn)椴涣私夤β室驍?shù)修正電路的重要性，只以為興建電廠才是解決電力不足問題的唯一方案，這是大多數(shù)發(fā)展中國家電力供應(yīng)的一大問題所在。

功率因數(shù)的意義

電力公司經(jīng)由輸配電系統(tǒng)送至用戶端的電力（市電）是電壓 100-110V/60Hz 或 200-240V/50Hz 的交流電， 而電氣產(chǎn)品的負(fù)載阻抗有三種狀況：包括電阻性、電容性、和電感性等。其中只有電阻性負(fù)載會消耗功率而產(chǎn)生光或熱等能源轉(zhuǎn)換，而容性或感性負(fù)載只會儲存能量，并不會造成能量的消耗。在純阻性負(fù)載狀況下，其電壓和電流是同相位的，而在電容性負(fù)載下，電流的相位是超前電壓的，在電感性負(fù)載下電壓又是超前電流相位的。

這超前或滯后的相位角度直接影響了負(fù)載對能量的消耗和儲存狀況，因此定義了實(shí)功功率的計(jì)算公式：

Ｐ＝ＶＩＣｏｓθ

θ為 V 和 I 和夾角，Cosθ的值介于 0-1 之間，此值直接影響了電流對負(fù)載作實(shí)功的狀況，稱之為功率因數(shù)（Power Factor，簡稱 PF）。

為了滿足消費(fèi)者的需要，電力公司必須提供 S=VI 的功率，而消費(fèi)者實(shí)際上只使用了 P 的功率值，有一部分能量做了虛功，消耗在無功功率上。PF 值越大，則消耗的無功功率越小，電力公司需要提供的 S 值也越小，將可以少建很多電廠。

功率因數(shù)修正器的結(jié)構(gòu)

功率因數(shù)修正器的主要作用是讓電壓與電流的相位相同且使負(fù)載近似于電阻性，因此在電路設(shè)計(jì)上有很多種方法。其中依使用元件來分類，可分為被動式和主動式功因修正器兩種。被動式功因修正器在最好狀況下 PF 值也只能達(dá)到 70%，在嚴(yán)格的功因要求規(guī)范下并不適用。若要在全電壓范圍內(nèi)（90V~265Vac）且輕重載情況下都能達(dá)到 80%以上 PF 值，則主動式功因修正器是必要的選擇。主動式功因修正器多為升壓式電路結(jié)構(gòu)（Boost Topology）。

如圖一所示，圖二為電感作用波形，輸入電壓要求為 90V~265Vac，在 Vd 點(diǎn)則為 127V~375V 直流電壓， 由升壓電路把輸出電壓 Vo 升到 400V 的直流，其工作過程如下：

1、 當(dāng) Q 導(dǎo)通時，電感上的電壓 VL=Vd，此時 Vd、L、Q 形成回路，Vd 對電感 L 充電，回路如圖一中虛線所示，此時電感電流ζL 循著同一斜率上升，到 Q 截止為止，工作周期（DT）結(jié)束。

2、 當(dāng) Q 截止時，電感電壓反相且加上 Vd 經(jīng)由二極管 D 對輸出端開始放電，此時電容 C 是成充電狀態(tài)，且RL 維持 Vo 輸出，其中 Vo 之大小為輸入電壓 Vd 加上電感電壓（-VL）的值（由于電感電壓反相，-VL 反而是正值），其回路如圖一中灰線所示，直到 Q 再度導(dǎo)通為止（即（1-D）T 時間段結(jié)束）。

如想要圖一中的升壓型電路具有功率因數(shù)修正功能的話，則 Q 的控制信號必須來自具有功因修正功能的 IC（PFC IC），并要取電壓回路和電流回路來做反饋控制，把這些信號回傳到 PFC IC 來控制 Q 的導(dǎo)通與截止，進(jìn)而達(dá)到電流波形整形的目的。

PFC IC 分為兩種，一種是非連續(xù)電流模式功因修正器（DCM PFC），適用于較低功率需求的功因修正。歐洲的能源規(guī)范定為 70W 以上的電源供應(yīng)器必須加裝 PFC 電路，DCM PFC 一般使用在 200W 以下。另外一種是連續(xù)電流模式功因修正器（CCM PFC），一般使用在 200W 以上到數(shù)千 W。

圖三 峰值電流控制模式的 DCM PFC

DCM PFC 的控制方式

無論 CCM 或 DCM 的 PFC，其電路結(jié)構(gòu)都是升壓電路，其中最大的區(qū)別在于控制模式，DCM PFC 一般使用峰對峰值電流控制模式（如圖三所示）。此種模式主要是當(dāng) AC 輸入后，經(jīng)橋式整流而成的類似 m 形的電壓波形，經(jīng) R5、R6 分壓后，再和一個經(jīng)由誤差放大器（Error Amplifer）放大后的輸出信號 Vc 相乘。此舉是為了給流經(jīng) Rs 的峰值電流一個參考比較的電壓 Vm，并且這個電壓會隨著輸入和輸出的電壓大小而作調(diào)整，其中輸出電壓經(jīng)由電阻 R3 和 R4 分壓后， 經(jīng)由誤差放大器負(fù)反饋至乘法器輸入端，可使當(dāng)負(fù)載改變時，輸出電壓仍能保持穩(wěn)定。

其中較需注意的是，誤差放大器在作閉環(huán)回路補(bǔ)償時，其增益頻寬要比六分之一倍的市電頻率還要低，以避免干擾PFC 電路的主要功能，所以 C1 和 C2 的值通常都不小，約為 uF 級的電容。當(dāng)乘法器輸出 Vm 時，同一時刻的電壓波形仍是一個類似 m 形的波形，只是它是已被整理過的參考電壓波形，進(jìn)而輸入比較器的正輸入端，而與比較器的負(fù)輸入端 Q 的 S 極電流的波形（即壓降在 Rs 上的電壓波形 Vs）作比較， 來控制 Q 的開與關(guān)，其波形如圖四。

圖四 DCM PFC 各點(diǎn)的動作波形

起初，當(dāng) Q 導(dǎo)通時，輸入的直流高壓 Vd 對電感 L 充電，使電感的電流ζL 上升（如圖四中電感電流波形的 a 到b 點(diǎn)），此時 Rs 上的電壓 Vs 也上升，直到 Vs=Vm 時（即 b 點(diǎn)），由于此時比較器（Current Comp）的反相輸入端電壓高于正相輸入端，故 RS 觸發(fā)器（RS Flip-Flop）的 R 輸入端為低電位， 而此時 S 端為高電位，使觸發(fā)器輸出為高電位，使 Qd 導(dǎo)通，而 Vg 為低電位，Q 為截止的狀態(tài)，電感上電壓 VL 反相，加上輸入電壓 Vd 使二極管 D 導(dǎo)通，開始對輸出 RL 和 C5 放電（圖中的 b 到c 點(diǎn)），此時負(fù)載 RL 仍保持在高電位，而電容 C5 則承受電感放電而呈充電狀態(tài)，直到電感放電到ζL 值為 0（c 點(diǎn)）為止。

當(dāng)電感電流ζL 為 0 時，RS 觸發(fā)器的S 端輸入低電平，而 R 端為高電位（因?yàn)?Vm》Vs），此時觸發(fā)器的Q 輸出為低電位，使 Qd 截止，Q 的 VGS 為高電位，于是 Q 導(dǎo)通，電感的電壓 VL 為正向，輸入電壓 Vd 供應(yīng)電流流過電感 L 和Q，對電感 L 充電，故流經(jīng)電感 L 的電流又繼續(xù)上升，直到三角波電壓 Vs 又碰到 m 形波Vm 為止（c 到 d 段），如此反復(fù)，電路以此種峰值電流控制模式的方法來得到ζL 電流波形。

ζL 的波形是由許多大小三角波所組成，它畢竟不是正弦波，故電路中必須加裝一個 C3 電容來濾除電感電流中的高頻成分，而使輸入弦波電流ζ為完整的基本弦波成分，其大小為電感電流ζL 的平均值。基本上的ζL 峰值大概為電流ζ峰值的 2 倍，這可作為選擇 Q 的耐電流量參考。

CCM PFC 的控制方式

對于 CCM 的PFC 而言，常用的控制模式是所謂的平均電流控制模式，其控制模式電路如圖五所示。

圖五 平均電流控制模式的升壓型電路

圖中的 Vin 為直流電壓而 Ip 為直流電流。其各點(diǎn)的電壓及電流波形如圖六所示。

圖六 平均電流控制模式升壓型電路之各點(diǎn)波形

其中 Q 的柵極受控于 PWM 比較器的 Vs 電壓和Vc 電壓的比較結(jié)果：當(dāng) Vs 大于 Vc 時，比較器輸出為低電位，而 Vs 小于 Vc 時，比較器輸出為高電位。因此電路剛開始運(yùn)作時，Vs 小于 Vc，此時比較器輸出高電位，Q 導(dǎo)通。如圖五中 Vin 循著虛線路徑向電感 L 充電， 故電感電流ζL 上升（a 到 b 段），到 b 點(diǎn)時，由于 Vs 大于 Vc 時，比較器輸出由高電位變成低電位，Q 截止，Vin 電壓加于電感 L 的反向電壓經(jīng)二極管 D 向電容 C 充電，并供應(yīng)電壓給負(fù)載（如圖中灰色路線），此時電感 L 為放電狀態(tài)，故電感電流ζL 下降（b 到 c 段），到 c 點(diǎn)時，Vs小于 Vc，此時比較器又輸出高電位，使 Q 再度導(dǎo)通。如此周而復(fù)始，以電流放大器的電流波形和鋸齒波相互比較而產(chǎn)生 Q 的驅(qū)動波形，達(dá)到以平均電流來控制負(fù)載電壓的目的。

注意圖六中的波形，在 ab 段或cd 段等單數(shù)時間段時，Vc 電壓的波形在要和 Vs 交錯前必定是負(fù)斜率， 此時 Vs 為正斜率，并且必定要交錯，否則無法控制，而在 bc 段或 de 段等偶數(shù)段時，Vc 和 Vs 都是正斜率，可是 Vc 的斜率必定要比 Vs 小，否則無法交錯，也無法控制，因此在設(shè)計(jì)控制電路時，必需要注意到這些控制的重點(diǎn)來安排周邊元件參數(shù)，否則不是電路無法動作，就是電路失控而損壞。

審核編輯 ：李倩