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對于需要生成負電壓軌的應用，可以考慮多種拓撲結構。但是，如果輸入和/或輸出端的絕對電壓超過24 V，并且所需的輸出電流可以達到幾安，則充電泵和LDO負壓穩壓器將會因其低電流能力被棄用，而其電磁組件的尺寸，會導致反激式和?uk轉換器解決方案變得相當復雜。

因此，在這種條件下，反相降壓-升壓拓撲能在高效率和小尺寸之間達成較好的折衷效果。要實現這些優勢，必須充分了解高壓條件下反相降壓-升壓拓撲的工作原理。在深入研究這些細節之前，我們首先簡要回顧一下反相降壓-升壓拓撲。然后，比較反相降壓-升壓拓撲、降壓拓撲和升壓拓撲的關鍵電流路徑。

三種基本的非隔離拓撲

反相降壓-升壓拓撲屬于三種基本的非隔離開關拓撲。這些拓撲結構都包括一個控制晶體管（通常是一個MOSFET）、一個二極管（可能是肖特基二極管或有源二極管，即同步MOSFET），以及一個作為儲能元件的功率電感。這三個元件之間的共同連接稱為開關節點。功率電感相對于開關節點的位置決定拓撲結構。

如果線圈位于開關節點和輸出之間，將構成DC-DC降壓轉換器，我們在下文中將其簡稱為降壓轉換器。或者，如果線圈位于輸入和開關節點之間，將構成DC-DC升壓轉換器，簡稱為升壓轉換器。最后，如果線圈位于開關節點和地(GND)之間，則構成DC-DC反相降壓-升壓轉換器。

在每個開關周期，甚至在連續導通模式(CCM)下，所有三種拓撲包含的組件和PCB走線的電流會快速變化，導致圖1c、2c和3c突出顯示的噪聲轉移。盡可能設計較小的熱回路，以降低電路輻射的電磁干擾(EMI)。這里，需要提醒大家的是，熱回路并非一定是電流循環流動的物理回路。實際上，在圖1、圖2和圖3突出顯示的各個回路中，由紅色和藍色突出顯示的組件和線路構成熱回路，其電流急劇轉換并不會發生在相同方向。

圖1. 屬于熱回路的組件和線路

——在CCM下運行的降壓轉換器。

圖2. 屬于熱回路的組件和線路

——在CCM下運行的升壓轉換器。

圖3. 屬于熱回路的組件和線路——在CCM下運行的反相降壓-升壓轉換器。

對于圖3所示的CCM下運行的反相降壓-升壓轉換器，熱回路由CINC、Q1和D1構成。與降壓和升壓拓撲中的熱回路相比，反相降壓-升壓拓撲的熱回路包含位于輸入和輸出端的組件。在這些組件中，當控制MOSFET開啟時，二極管（或者，如果使用同步MOSFET，則為體二極管）的反相恢復會生成最高的di/dt和EMI。由于需要全面的布局概念來考慮控制這兩個方面的輻射EMI，所以您肯定不希望通過低估在高輸入和/或輸出電壓條件下所需的反相降壓-升壓電感，通過過大的線圈電流紋波生成額外的輻射EMI。對于依賴自己所熟悉的升壓拓撲來確定反相降壓-升壓電路電感的工程師來說，他們會面臨這種風險，我們可以通過比較這兩種拓撲看清這一點。

高壓反相降壓-升壓拓撲的設計考量

升壓拓撲和反相降壓-升壓拓撲生成的絕對輸出電壓的幅度要高于輸入電壓。但是，這兩種拓撲之間存在差異，可以通過CCM中各自的占空比（在公式1和公式2中提供）來突出顯示。請注意，這些都是一階近似值，未考慮通過肖特基二極管和功率MOSFET時產生的壓降等影響。

圖4左側顯示的是在VIN= 12V時，這些占空比變化的一階近似值與|VOUT|的關系。此外，假設在這兩種情況下，電源線圈的開關頻率(fSW)為1MHz，電感為1μH，則線圈電流紋波變化與VOUT的關系如圖4右側所示。

圖4. 反相降壓-升壓和升壓轉換器中，VIN= 12 V時占空比和線圈電流紋波與|VOUT|的關系。

從圖4可以看出，與升壓拓撲相比，|VOUT|更低時，反相降壓-升壓拓撲的占空比將會超過50%：分別為12V和24V。大家可以參考圖5加深理解。在升壓拓撲中，電感位于輸入和輸出之間的路徑中。因此，通過功率電感(VL)的電壓會并入VIN，以提供所需的VOUT。但是，在反相降壓-升壓拓撲中，輸出電壓由VL提供。在這種情況下，功率電感必須為輸出端提供更多電能，這就是|VOUT|更低時，占空比卻已達到50%的原因。

圖5. 線圈位置對獲得輸出電壓的影響。

我們可以換種說法來表述，當|VOUT|/VIN比下降時，反相降壓-升壓拓撲的占空比降低速度要比升壓拓撲慢。這是設計期間要考慮的一個重要事實，大家可以參考圖6更好地了解其影響，其中已重繪占空比和線圈電流紋波的一階近似值，但是是占空比與VIN之間的曲線。

圖6. 反相降壓-升壓和升壓轉換器中，|VOUT| = 48V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關系。

如圖6所示，線圈電流紋波(ΔIL)與VIN和D成正比。在升壓拓撲中，當VIN高于VOUT的一半時，占空比下降的速度快于VIN升高的速度，從VIN= 24V時的50%下降到VIN= 42V時的25%，如圖6左側圖中的藍色曲線所示。因此，對于圖6右側圖所示的升壓拓撲，在VIN高于24 V時，ΔIL會快速降低。但是，對于反相降壓-升壓拓撲，如之前圖4所示，當|VOUT|/VIN下降時，或者說，VIN增大，以提供固定的|VOUT|時，D非常緩慢地下降。圖6左側圖中的綠色曲線顯示了這一點，當VIN升高62.5%，從48V升高到78V時，占空比僅損失25%。由于D的下降不能抵消VIN的升高，線圈電流紋波會隨VIN升高而大幅增加，如圖6右側圖中的綠色曲線所示。總體來說，與升壓拓撲相比，反相降壓-升壓拓撲在高壓條件下具有更高的線圈電流紋波，所以，在相同的fSW下，反相降壓-升壓拓撲需要更高的線圈值。我們可以借助圖7，根據具體情況運用這一知識，當然，也是基于一階近似值。

圖7. 反相降壓-升壓轉換器中，VOUT= –12V和–150V時占空比和線圈電流紋波與VIN的關系。

具有寬輸入電壓范圍

和高輸出電流的應用

我們考慮一下VIN= 7V至72V，VOUT= –12V，電流為5A的應用。在這個高輸出電流下，我們選擇使用同步控制器(LTC3896)來實現高效率。

選擇電感

在CCM中使用LTC3896時，建議將ΔIL保持在IOUT,MAX（例如，為5A時）的30%和70%之間。因此，我們在設計時，希望在整個輸入電壓范圍內，ΔIL保持在1.5A和3.5A之間。此外，保持在這個推薦的范圍內，也就是IOUT,MAX的30%和70%之間意味著比率最多能達到2.33，即70%除以30%，也就是輸入電壓范圍內最高電流紋波與最低電流紋波之間的比率。如之前觀察到的結果，對于反相降壓-升壓拓撲這類ΔIL會隨VIN大幅變化的拓撲來說，這并不是一項簡單的任務。參考圖7可以看出，當fSW= 1MHz，L = 1μH時，線圈電流紋波會在4.42A和10.29A之間變化，這個值太高了。要使最低ΔIL達到我們建議的下限1.5A或IOUT,MAX的30%，我們需要將現在的值4.42A降低三倍。我們可以將fSW設置為300 kHz，選擇10μH電感，加上FREQ引腳上的47.5 k?電阻來實現這一點。實際上，這會使ΔIL降低，(1μH×1MHz)/(300kHz×10μH) =1/3。由于這種降低，現在在整個輸入電壓范圍內，線圈電流紋波(ΔIL)會在1.5A和3.4A之間（IOUT,MAX的30%和68%之間）變化。我們會獲得 LTC3896 數據手冊最后一頁所提供的電路，如圖8所示。

圖8. LTC3896電路：VIN= 7V至72V，VOUT- = –12V，fSW= 300 kHz。

使用LTspice驗證我們的電感選擇

對于線圈電流紋波，我們可以使用LTspice來仿真相同的LTC3896電路，如圖9所示，以得出更準確的值。在圖10中，VIN= 7V和72V時，ΔIL分別等于約1.45A和3.5A，這與之前根據圖7以及降低fSW和L獲取的一階近似值一致。請注意，圖10所示的線圈電流在流向RSENSE時，被視為是正電流。使用LTspice仿真還有一個好處，可以確定運行期間的峰值線圈電流，即在最低輸入電壓為7V時的電流。

圖9. 使用LTspice仿真的LTC3896電路。

圖10. 測量VIN= 7V和72V時ΔIL的值，使用之前的LTspice電路獲取峰值線圈電流。

如圖10所示，應用的峰值線圈電流接近15.4A。獲得這個值后，可以選擇電流額定值足夠高的功率電感。

設計采用更高的輸出電壓時

回到圖7，在VIN的范圍為12V至40V，VOUT= –150V這個假設情況下，其中也提供了電流紋波值。要注意的第一點是，在相同的fSW和L下，要得出更高的VOUT，電流紋波會大幅增高。如此高的ΔIL往往不可取，因此，與之前的示例相比，我們需要降低更多倍數，這意味著在相同的fSW下，采用更大的電感。第二點是關于ΔIL在整個輸入電壓范圍內的變化。在之前的示例中，VOUT= –12V，從最低紋波到最高紋波，ΔIL只增加了約2.33倍，輸入電壓卻增長了超過10倍。在當前的示例中，VOUT= –150V，從最低電流紋波到最高電流紋波，ΔIL已經增大2.85倍，但輸入電壓只增大了3.33倍，從12V增大到40V。還好，這種挑戰只存在于CCM情況下。在斷續導通模式(DCM)下，IOUT(MAX)的30%至70%這種限制不再適用。無論如何，在IOUT(MAX)= 5A時，要一步將VIN= 12V轉換為VOUT= –150V還是太過費力。在任何情況下，要進行這種電壓轉換時，需要的輸出電流一般很低，表示我們采用DCM模式。例如，LTC3863數據手冊最后一頁所示的電路就是如此，如圖11所示。因為DC電流低，所以在這些情況下使用非同步控制器（例如LTC3863）就足以提供不錯的效率。關于在DCM下的這種LTC3863設計，LTspice提供的LTC3863電路是一個不錯的工具，可用于優化線圈選擇。