很明顯，就微型逆變器而言，“分布式MPPT”架構(gòu)增加了每PV板成本；但是，通過(guò)回收下列效率損失可將效率提高5%到25%：

　　·PV板錯(cuò)配損耗（3%到5%）

　　·部分陰影損耗（5%到25%）

　　·簡(jiǎn)單的系統(tǒng)設(shè)計(jì)，更寬松的故障容限（0%到15%）

　　·次優(yōu)MPPT損耗（3%到10%）

　　·另外，增加安全性和建筑面積（屋頂）利用

　　因此，如果我們選擇微型逆變器拓?fù)?，則會(huì)犧牲轉(zhuǎn)換器效率，但是會(huì)讓電能收集變得更高效。

　　2 硬件設(shè)計(jì)

　　2.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

　　在我們的太陽(yáng)能逆變器解決方案中，我們選擇交叉反激加SCR全橋的拓?fù)?，用于工業(yè)頻率逆變。所有控制僅為一個(gè)MCU（2802x），另外還有一個(gè)RS485或者PLC接口，用于通信。圖8顯示了這種微型太陽(yáng)能逆變器的結(jié)構(gòu)圖。具體規(guī)范，請(qǐng)參見(jiàn)《附件A》。

　　這種拓?fù)渚哂腥缦绿攸c(diǎn)：

　　·簡(jiǎn)單的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

　　·高效率，低成本

　　·完全隔離，高可靠性

　　·無(wú)法實(shí)現(xiàn)反應(yīng)式功率補(bǔ)償

　　圖 8 微型太陽(yáng)能逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

　　2.2 輔助電源設(shè)計(jì)

　　在微型太陽(yáng)能逆變器中，我們需要可以向A/D采樣電路、驅(qū)動(dòng)電路、MCU控制器等輸出多電壓的輔助電源。另一方面，這種輔助電源必須完全隔離于一次側(cè)到二次側(cè)。

　　因此，我們選擇LM34927芯片；這種芯片具有如下特點(diǎn)：

　　·9到100V的寬輸入范圍

　　·低成本，集成100V、高低側(cè)開(kāi)關(guān)

　　·恒定導(dǎo)通時(shí)間（COT）控制方案無(wú)需環(huán)路補(bǔ)償，并具有優(yōu)異的瞬態(tài)響應(yīng)。

　　·充分保護(hù)功能，包括可調(diào)節(jié)UVLO。

　　圖9顯示了LM34927的典型應(yīng)用原理圖。從該原理圖，我們知道，LM34927的一次側(cè)為一個(gè)降壓電路，而二次側(cè)為一個(gè)反激拓?fù)洌糜趯?shí)現(xiàn)隔離。

　　圖9 LM34927典型應(yīng)用原理圖

　　2.3 作為隔離式前端轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)的有源鉗位反激

　　2.3.1 有源鉗位反激式轉(zhuǎn)換器概述

　　圖10顯示了基礎(chǔ)反激拓?fù)鋬?nèi)有源鉗位電路的組合情況。圖中，反激式變壓器被一個(gè)等效電路模型代替，其表現(xiàn)出磁化和漏電感（Lr表示除外部電感外一次側(cè)反映的總變壓器漏電感）。

　　開(kāi)關(guān)Q1和Q2與其相關(guān)體二極管一起出現(xiàn)。Cr表示兩個(gè)開(kāi)關(guān)的寄生電容的并聯(lián)電容。與Lr諧振的這種器件電容，實(shí)現(xiàn)了Q1的零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）。

　　利用有源鉗位電路，晶體管關(guān)閉電壓尖峰受到控制，變壓器漏電得到回收，并且主開(kāi)關(guān)（Q1）和輔助開(kāi)關(guān)（Q2）的ZVS都成為可能。

　　這些優(yōu)點(diǎn)的代價(jià)是，需要更多的功率級(jí)組件以及更高的控制電路復(fù)雜度（兩個(gè)開(kāi)關(guān)對(duì)一個(gè)開(kāi)關(guān)）。

　　為了描述這種電路的工作情況，我們假設(shè)：

　　·理想開(kāi)關(guān)組件

　　·磁化電流始終為非零且為正。

　　·Lr（包括變壓器漏電感）小于變壓器磁化電感Lm（通常為L(zhǎng)m的5%到10%）

　　·Lr中存儲(chǔ)充足的電能，以完全對(duì)Cr放電，并開(kāi)啟Q1的體二極管。

　　圖 10 有源鉗位反激轉(zhuǎn)換器的簡(jiǎn)化原理圖

　　2.3.2 有源鉗位反激設(shè)計(jì)零電壓開(kāi)關(guān)考慮

　　為了實(shí)現(xiàn)Q1的ZVS，Q2必須在諧振電感電流下降區(qū)間開(kāi)啟。否則，諧振電感電流反向（再次變?yōu)檎?，其?duì)Cr再充電，并且失去ZVS（或者至少部分失去）。因此，Q2關(guān)閉和Q1開(kāi)啟之間的延遲時(shí)間對(duì)ZVS運(yùn)行至關(guān)重要。最佳延遲值為L(zhǎng)r和Cr組成諧振時(shí)間的四分之一：

　　所以，最好是讓停滯時(shí)間位于Q1關(guān)閉和Q2打開(kāi)之間，小于Tdelay，以實(shí)現(xiàn)部分ZVS狀態(tài)。

　　即使Lr中存儲(chǔ)能量不足以完全對(duì)開(kāi)關(guān)電容Cr完全放電，從而最小化Q1和Q2的潛在電壓應(yīng)力（并獲得更高的轉(zhuǎn)換器效率），我們必須小心地設(shè)計(jì)諧振電感Lr、諧振電容Cr和鉗位電容Cc的參數(shù)。

　　2.3.2.1 諧振電感Lr設(shè)計(jì)

　　在確定Lm值以后，可對(duì)諧振電感進(jìn)行設(shè)計(jì)。如前所述，我們假設(shè)其值為L(zhǎng)m的一小部分（通常為L(zhǎng)m的5%到10%）。

　　給定轉(zhuǎn)換器工作點(diǎn)和Cr值時(shí)，要實(shí)現(xiàn)ZVS，Lr的大小必須足以完全對(duì)開(kāi)關(guān)電容放電。

　　Lr設(shè)計(jì)很難，因?yàn)橹C振電容電壓（Vcr）為L(zhǎng)r值的函數(shù)，如下面方程式：

　　但是，在實(shí)際設(shè)計(jì)中，諧振電感電壓相對(duì)較小（相對(duì)于Vin+NVo），并且可求解實(shí)現(xiàn)ZVS狀態(tài)必需的Lr近似最小值：

　　在要求高輸出電壓的這種應(yīng)用中，專(zhuān)門(mén)的輸出整流器軟開(kāi)關(guān)特性比實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)ZVS要更為理想。

　　2.3.2.2 鉗位電容器Cc設(shè)計(jì)

　　根據(jù)Lr設(shè)計(jì)，選擇鉗位電容的值。鉗位電容器和諧振電感形成的諧振頻率足夠低，這樣，當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)閉時(shí)，電源開(kāi)關(guān)便不會(huì)出現(xiàn)過(guò)多的諧振振鈴。但是，使用過(guò)大的鉗位電容值，并不會(huì)帶來(lái)鉗位性能的改善，并且代價(jià)是更大容量（同時(shí)也更加昂貴）的電容器。一種較好的折中方法是，選擇一個(gè)電容器值，使鉗位電容器和諧振電感形成的諧振時(shí)間的一半，超出Q1的最大關(guān)閉時(shí)間。因此：

　　其中，DHL表示最大輸入電壓工作，fs為Q1和Q2的工作開(kāi)關(guān)頻率。

　　電容器額定電壓必須超出NVo，并且超出量為L(zhǎng)r的壓降：

　　鉗位電容器和諧振電感的諧振時(shí)間可通過(guò)下列方程式計(jì)算得到：

　　2.3.3 有源鉗位反激的開(kāi)環(huán)仿真

　　圖11為這種有源鉗位反激的開(kāi)環(huán)仿真模型。下列值用于該仿真：輸入電壓Vin=36V，主MOSFET開(kāi)關(guān)頻率fs=65kHz，諧振電感Lr=0.5μH，諧振電容Cr=1nF，鉗位電容Cc=10μF，主開(kāi)關(guān)MOSFET的最大占空因數(shù)D=0.6，而負(fù)載Rload=100 Ω。

　　圖 11 有源鉗位反激的開(kāi)環(huán)仿真模型

　?。t色波形為VGS，綠色波形為VDS）

　　圖 12 Q1的VDS和VGS仿真波形

　　圖12顯示了漏極到源極電壓降至零以后門(mén)驅(qū)動(dòng)的電壓上升，因此Q1實(shí)現(xiàn)ZVS得到了證實(shí)。另外，VDS的電壓尖峰被箝至Vin+NVout，其意味著一次側(cè)實(shí)現(xiàn)了有源鉗位。

　　圖 13 仿真輸出電壓波形

　　2.4 隔離式MOSFET橋驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

　　為了實(shí)現(xiàn)一次側(cè)到二次側(cè)的完全隔離，除輔助電源隔離以外，還要求使用A/D采樣和驅(qū)動(dòng)電路隔離。

　　由于MCU放置于二次側(cè)中，而主開(kāi)關(guān)MOSFET位于一次側(cè)，因此我們必須把二次側(cè)控制信號(hào)傳輸至一次側(cè)，以對(duì)MOSFET進(jìn)行控制。

　　為了把控制信號(hào)從二次側(cè)傳輸至一次側(cè)，可選擇高速數(shù)字隔離器加高低端驅(qū)動(dòng)器芯片。圖14顯示了這種隔離式MOSFET高低端驅(qū)動(dòng)器的原理圖。

　　圖 14 隔離式高低端驅(qū)動(dòng)器的原理圖

　　在本應(yīng)用中，隔離式MOSFET擁有許多特點(diǎn)，其包括：

　　·結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)

　　·+600V全工作范圍

　　·4kV ESD保護(hù)

　　·自舉工作

　　另外，請(qǐng)注意高速數(shù)字隔離器的初始狀態(tài)；否則，它會(huì)損壞主開(kāi)關(guān)MOSFET。

　　表 1 高速數(shù)字隔離器功能表

　?。≒U=上電；PD=掉電；X=無(wú)關(guān)；H=高電平；L=低電平）

　　3、固件設(shè)計(jì)

　　3.1 固件規(guī)范

　　3.1.1 功能規(guī)范

　　系統(tǒng)固件包括如下功能：

　　1、開(kāi)/關(guān)。用戶(hù)可通過(guò)按下開(kāi)/關(guān)按鈕開(kāi)啟或者關(guān)閉系統(tǒng)。軟件設(shè)置必須啟用這種功能。

　　2、自動(dòng)開(kāi)/關(guān)。如果需要開(kāi)啟狀態(tài)，則系統(tǒng)會(huì)自動(dòng)開(kāi)啟。當(dāng)狀態(tài)不適合向電網(wǎng)輸電時(shí)，系統(tǒng)保持待機(jī)模式，并監(jiān)控狀態(tài)變化。如果系統(tǒng)已經(jīng)開(kāi)啟，則當(dāng)狀態(tài)不適合供電時(shí)系統(tǒng)自動(dòng)關(guān)閉。

　　3、軟件啟動(dòng)開(kāi)啟。當(dāng)系統(tǒng)必須開(kāi)啟時(shí)，其從零電流供給狀態(tài)啟動(dòng)，同時(shí)PWM在零交叉點(diǎn)開(kāi)啟，從而減少給電網(wǎng)帶來(lái)的沖擊電流。

　　4、LED控制。系統(tǒng)擁有一個(gè)狀態(tài)LED指示。當(dāng)系統(tǒng)處在待機(jī)模式下時(shí)，相應(yīng)LED每1.2秒閃爍一次。當(dāng)系統(tǒng)開(kāi)啟時(shí)，LED每隔2.4秒閃爍一次。當(dāng)出現(xiàn)故障時(shí)，LED持續(xù)亮起。

　　5、用戶(hù)控制鍵。逆變器具有一個(gè)用戶(hù)鍵。該用戶(hù)鍵可開(kāi)啟或者關(guān)閉逆變器，并且還可以清除故障。當(dāng)系統(tǒng)處在待機(jī)模式下時(shí)，如果該鍵被按下1秒以上，則如果條件符合系統(tǒng)便開(kāi)啟。如果系統(tǒng)已經(jīng)開(kāi)啟，則當(dāng)該鍵被按下1秒以上時(shí)，系統(tǒng)關(guān)閉。當(dāng)出現(xiàn)故障且系統(tǒng)處在故障模式下時(shí)，按下該用戶(hù)鍵1秒以上，可清除故障并再次進(jìn)入待機(jī)模式。

　　3.1.2 測(cè)量

　　為了控制和監(jiān)測(cè)系統(tǒng)狀態(tài)，需計(jì)算下列測(cè)量結(jié)果：

　　·電網(wǎng)電壓RMS

　　·電網(wǎng)頻率

　　·逆變器的輸出有效功率

　　·輸入功率

　　·輸入PV電壓

　　·溫度

　　3.1.3 保護(hù)

　　系統(tǒng)具有一些基本保護(hù)功能。

　　1、一次側(cè)沖擊電流保護(hù)。當(dāng)短路或者主電感引起沖擊電流時(shí)，PWM首選會(huì)進(jìn)入CBC模式；但是，當(dāng)CBC三次以上時(shí)，系統(tǒng)關(guān)閉并進(jìn)入故障模式。

　　2、二次側(cè)過(guò)電壓保護(hù)。當(dāng)SCR未正常開(kāi)啟時(shí)，出現(xiàn)二次側(cè)超高壓。系統(tǒng)關(guān)閉，并進(jìn)入故障模式。

　　3、輸出過(guò)電流保護(hù)。當(dāng)輸出電流量超出閾值時(shí)，出現(xiàn)輸出過(guò)電流。系統(tǒng)關(guān)閉，并進(jìn)入故障模式。

　　4、電網(wǎng)電壓/頻率過(guò)高/過(guò)低保護(hù)。如果系統(tǒng)已經(jīng)開(kāi)啟，當(dāng)電網(wǎng)電壓/頻率超出正常范圍時(shí)，系統(tǒng)在五個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)關(guān)閉。

　　5、反孤島抑制保護(hù)。如果達(dá)到孤島條件，則系統(tǒng)在4秒內(nèi)關(guān)閉。如果恢復(fù)至正常狀態(tài)，則系統(tǒng)在1秒內(nèi)重新啟動(dòng)。

　　6、過(guò)溫保護(hù)

　　3.1.4 入網(wǎng)轉(zhuǎn)換器控制器

　　為了向電網(wǎng)輸電，必須在系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)下列控制器算法：

　　1、鎖相環(huán)（PLL）控制器。PLL控制器用于與電網(wǎng)電壓同步，其可向電流控制器提供一個(gè)基準(zhǔn)相。

　　2、入網(wǎng)電流控制器。電流控制器可確保輸出電流為正弦波，并遵循電流基準(zhǔn)，從而平衡輸入功率和輸出功率。

　　3、最大功率點(diǎn)追蹤（MPPT）。MPPT用于讓太陽(yáng)能板進(jìn)入最大功率輸出狀態(tài)。

　　3.2 固件結(jié)構(gòu)

　　3.2.1 后臺(tái)與任務(wù)

　　整個(gè)固件系統(tǒng)為一個(gè)前向后臺(tái)系統(tǒng)。圖15顯示了該后臺(tái)結(jié)構(gòu)。

　　圖15后臺(tái)結(jié)構(gòu)

　　本系統(tǒng)中，有一個(gè)1ms任務(wù)和四個(gè)4ms任務(wù)。

　　1、1ms任務(wù)A0。1ms定期任務(wù)。在這種任務(wù)中，LED控制執(zhí)行。除此以外，PLL控制器也位于該任務(wù)中。

　　2、4ms任務(wù)A1。A1 4ms定期任務(wù)。狀態(tài)機(jī)處理器。

　　3、4ms任務(wù)A2。A2 4ms定期任務(wù)。所有測(cè)量均在該任務(wù)中計(jì)算。

　　4、4ms任務(wù)A3。A3 4ms定期任務(wù)。用戶(hù)鍵檢測(cè)便在這里，同時(shí)檢測(cè)超出或者未達(dá)到運(yùn)行狀態(tài)范圍，并發(fā)出故障指令。

　　5、4ms任務(wù)A4。A4 4ms定期任務(wù)。MPPT控制器與調(diào)試支持。

　　3.2.2 系統(tǒng)狀態(tài)機(jī)

　　圖16狀態(tài)機(jī)

　　圖16顯示了任務(wù)A1中處理的狀態(tài)機(jī)。不同狀態(tài)代表不同的運(yùn)行模式。

　　本系統(tǒng)中共有4種狀態(tài)模式：

　　·上電

　　·待機(jī)

　　·開(kāi)啟

　　·故障

　　上電模式是系統(tǒng)上電的一種過(guò)渡模式。在這種模式下，系統(tǒng)進(jìn)行一些初始化，之后，系統(tǒng)便自動(dòng)進(jìn)入待機(jī)模式。

　　待機(jī)模式是系統(tǒng)等待開(kāi)啟指令的一種模式。所有PWM和SCR控制信號(hào)都關(guān)閉。在這種模式下，所有測(cè)量均有效。系統(tǒng)探測(cè)外部狀態(tài)，并檢查系統(tǒng)是否可以開(kāi)啟。

　　當(dāng)系統(tǒng)成功地從待機(jī)模式啟動(dòng)以后，系統(tǒng)進(jìn)入開(kāi)啟模式。這種模式下，所有PWM和SCR控制信號(hào)均開(kāi)啟。系統(tǒng)開(kāi)始向電網(wǎng)輸電。

　　如果出現(xiàn)故障，系統(tǒng)進(jìn)入故障模式，所有PWM和SCR控制信號(hào)均關(guān)閉。如果故障清除，則系統(tǒng)自動(dòng)返回待機(jī)模式。

　　3.2.3 中斷服務(wù)程序

　　本系統(tǒng)的中斷服務(wù)程序（ISR）具有如下功能：

　　·讀取ADC結(jié)果和部分測(cè)量計(jì)算。

　　·入網(wǎng)電流控制器

　　·SCR開(kāi)/關(guān)控制

　　·緊急保護(hù)。一次側(cè)沖擊電流、二次側(cè)過(guò)電壓和輸出電流保護(hù)。

　　·調(diào)試支持。把調(diào)試數(shù)據(jù)記錄到緩沖器。

　　圖17 ISR流程圖

　　3.3 入網(wǎng)轉(zhuǎn)換器控制器

　　圖18顯示了整個(gè)入網(wǎng)轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)。

　　圖18控制器結(jié)構(gòu)

　　3.3.1 PLL控制器

　　圖19顯示了PLL控制器系統(tǒng)

　　圖19 PLL控制系統(tǒng)圖

　　PLL系統(tǒng)由如下幾部分組成：

　　·相位誤差檢測(cè)。檢測(cè)基準(zhǔn)和正弦波輸出之間的相位誤差。該檢測(cè)功能在1ms任務(wù)A0中實(shí)現(xiàn)。

　　·PLL控制器。閉環(huán)控制器，控制器在1ms任務(wù)A0中執(zhí)行。

　　·正弦波生成器。根據(jù)頻率和采樣時(shí)間生成正弦波；在ISR中完成這項(xiàng)工作。

　　3.3.2 電流控制器

　　為了設(shè)計(jì)電流環(huán)路，必須首先建造對(duì)象模型。這里可以使用小信號(hào)模型。

　　圖20反激電路

　　假設(shè)反激電路如圖6所示；另外，假設(shè)其在連續(xù)模式下工作。

　　圖21反激連續(xù)模式電流

　　如果一次側(cè)的MOS開(kāi)啟，則一次側(cè)電流增加，Lp充電，并且能量被存儲(chǔ)在其內(nèi)部。因此，可得到如下方程式：

　　如果Q1關(guān)閉，則能量被立即傳輸至二次側(cè)，ip很快降至零。在二次側(cè)，二極管開(kāi)啟，次電感接過(guò)負(fù)載，并對(duì)C充電?？傻玫椒匠淌剑?）。

　　主電感Lp和次電感Ls具有如下關(guān)系：

　　把方程式（3）與方程式（2）組合得到：

　　利用這種平均狀態(tài)空間方法，如果占空因數(shù)為d，則可以得到如下方程式：

　　對(duì)方程式（5）稍做改動(dòng)得到：

　　去除高階無(wú)窮小元素得到：

　　因此， 和 的關(guān)系為：

　　D的穩(wěn)定狀態(tài)為：

　　控制器環(huán)路為：

　　圖22電流控制器環(huán)路

　　使用PI控制器時(shí)，控制器計(jì)算頻率為22kHz。開(kāi)環(huán)帶寬必須設(shè)置為1到2kHz。

　　圖8表明，閉環(huán)的反饋必須為一次側(cè)電流ip，但在現(xiàn)實(shí)系統(tǒng)中，當(dāng)Q1開(kāi)啟時(shí)其為中間點(diǎn)電流。如果轉(zhuǎn)換器工作在連續(xù)模式下，則主反饋和次平均電流之間的關(guān)系為：

　　為了獲得正弦波輸出電流，次平均電流必須為正弦波；因此，必須把反饋電路改為如下模型：

　　圖23修改后的電流環(huán)路

　　4 實(shí)驗(yàn)室測(cè)試波形

　?。–H3閉環(huán)輸出電壓，CH4閉環(huán)輸出電流）

　　圖24閉環(huán)輸出電流和電壓

　?。–H3入網(wǎng)電壓，CH4入網(wǎng)電流）

　　圖25入網(wǎng)電流和入網(wǎng)電壓

　　（CH2入網(wǎng)電壓，CH4入網(wǎng)電流）

　　圖26系統(tǒng)開(kāi)啟時(shí)的電壓和電流波形

　?。–H2入網(wǎng)電壓，CH4入網(wǎng)電流）

　　圖27系統(tǒng)關(guān)閉時(shí)的電壓和電流波形

　?。ㄖ鏖_(kāi)關(guān)MOSFET的CH1 VGS，主開(kāi)關(guān)MOSFET的CH3 VDS，Lr的CH4諧振電流）

　　圖28主開(kāi)關(guān)MOSFET的ZVS波形和Lr諧振電流

　?。–H4入網(wǎng)電流紋波）

　　圖29入網(wǎng)電流紋波

　　5 其它

　　原理圖，請(qǐng)參見(jiàn)《附件B》

　　6 參考文獻(xiàn)

　　1、TMS320F2802x產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)，SPRS523G

　　附件A、電氣規(guī)范

　　附件B、原理圖