ADP2300/ADP2301非同步降壓調節器：高效穩定的電源解決方案

在電子設計領域，電源管理始終是一個關鍵環節。今天要給大家介紹的是Analog Devices公司的ADP2300/ADP2301非同步降壓調節器，這是一款適用于多種應用場景的高性能電源芯片。

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一、產品概述

ADP2300/ADP2301是緊湊型、恒頻、電流模式的降壓型DC - DC調節器，集成了功率MOSFET。輸入電壓范圍為3.0 V至20 V，能夠滿足廣泛的應用需求。它可以將輸出電壓穩定調節至低至0.8 V，輸出精度在整個溫度范圍內達到±2%，最大負載電流可達1.2 A。

1.1 產品特性

• 寬輸入電壓范圍：3.0 V至20 V的輸入電壓范圍，使其適用于各種電源系統。
• 高輸出精度：±2%的輸出精度，確保了穩定的輸出電壓。
• 可選開關頻率：ADP2300的開關頻率為700 kHz，ADP2301為1.4 MHz，用戶可以根據效率和解決方案尺寸的權衡進行選擇。
• 高效率：最高效率可達91%，有效降低功耗。
• 多種保護功能：具備過流保護（OCP）、熱關斷（TSD）和欠壓鎖定（UVLO）等保護功能，提高了系統的可靠性。
• 自動模式切換：自動PFM/PWM模式切換，在輕負載時降低開關損耗，提高效率。
• 集成度高：集成了高端MOSFET和自舉二極管，減少了外部元件數量。

1.2 應用領域

ADP2300/ADP2301適用于多種應用場景，包括數字負載應用的LDO替代、中間電源軌轉換、通信和網絡、工業和儀器儀表、醫療保健和醫療設備以及消費電子等領域。

二、工作原理

2.1 基本工作模式

ADP2300/ADP2301在中高負載時采用固定頻率、峰值電流模式的PWM控制架構，在輕負載時切換到脈沖跳躍模式控制方案，以減少開關功率損耗并提高效率。

2.1.1 PWM模式

在PWM模式下，由內部振蕩器設置固定頻率。每個振蕩器周期開始時，MOSFET開關導通，電感電流增加，當電流檢測信號超過峰值電感電流閾值時，MOSFET開關關閉。在MOSFET關斷期間，電感電流通過外部二極管下降，直到下一個振蕩器時鐘脈沖開始新的周期。通過調整峰值電感電流閾值來調節輸出電壓。

2.1.2 節能模式

當輸出負載低于脈沖跳躍電流閾值時，ADP2300/ADP2301平滑過渡到脈沖跳躍模式。當輸出電壓低于調節范圍時，進入PWM模式幾個振蕩器周期，直到電壓恢復到調節范圍內。在脈沖之間的空閑時間，MOSFET開關關閉，輸出電容提供所有輸出電流。

2.2 自舉電路

ADP2300/ADP2301集成了自舉調節器，需要在BST和SW引腳之間放置一個0.1 μF的陶瓷電容，為高端MOSFET提供柵極驅動電壓。BST和SW引腳之間的電壓差至少為1.2 V才能開啟高端MOSFET，該電壓不應超過5.5 V。芯片通過差分感應和調節BST和SW引腳之間的電壓，產生典型的5.0 V自舉電壓。

2.3 精密使能

ADP2300/ADP2301具有精密使能電路，參考電壓為1.2 V，滯回為100 mV。當EN引腳電壓大于1.2 V時，器件啟用；當EN電壓低于1.1 V時，芯片禁用。該功能可用于與其他輸入/輸出電源進行輕松排序，也可以通過電阻分壓器用作可編程UVLO輸入。

2.4 集成軟啟動

芯片內部集成了軟啟動電路，在啟動期間以受控方式提升輸出電壓，限制浪涌電流。ADP2300的軟啟動時間通常固定為1460 μs，ADP2301為730 μs。

2.5 電流限制和短路保護

ADP2300/ADP2301具有電流限制保護電路，限制通過高端MOSFET開關的正向電流。當輸出發生硬短路時，采用頻率折返功能防止輸出電流失控。當FB引腳電壓下降到一定值時，開關頻率降低，使電感電流有更多時間下降，同時調節峰值電流，減少平均輸出電流。

2.6 欠壓鎖定和熱關斷

欠壓鎖定電路在輸入電壓低于2.4 V時關閉芯片，當電壓再次上升到2.8 V以上時，啟動軟啟動周期，啟用器件。熱關斷電路在芯片結溫超過140°C時禁用芯片，結溫下降到125°C以下時，啟動軟啟動并恢復工作。

三、設計要點

3.1 輸出電壓編程

通過從輸出電壓到FB引腳的電阻分壓器來外部設置輸出電壓，公式為 (V{OUT }=0.800 V timesleft(1+frac{R{FB1}}{R{FB2}}right)) ，其中 (V{OUT }) 是輸出電壓， (R{FB1}) 是從 (V{OUT }) 到FB的反饋電阻， (R_{FB2}) 是從FB到GND的反饋電阻。

3.2 電壓轉換限制

由于最小導通時間、最小關斷時間和自舉壓降，輸出電壓存在上下限限制。下限公式為 (V{OUT(min )}=t{MIN - ON } × f{SW(max )} timesleft(V{IN(max )}+V{D}right)-V{D}) ，上限公式為 (V{OUT (max )}=left(1 - t{MIN - OFF } × f{SW(max )}right) timesleft(V{IN (min )}+V{D}right)-V{D}) 。

3.3 低輸入電壓考慮

當輸入電壓在3 V至5 V之間時，內部自舉調節器可能無法提供足夠的5.0 V自舉電壓，導致MOSFET (R_{DS(ON)}) 增加，可用負載電流減少。此時可添加一個外部小信號肖特基二極管，連接到5.0 V外部自舉偏置電壓，但偏置電壓應小于5.5 V。

3.4 元件選擇

3.4.1 電感

ADP2300建議使用2 μH至22 μH的電感，ADP2301建議使用2 μH至10 μH的電感。電感的峰 - 峰電流紋波計算公式為 (Delta I{RIPPLE }=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{L × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) ，電感值計算公式為 (L=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{0.3 × I{LOAD(max )} × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) ，電感峰值電流計算公式為 (I{PEAK}=I{LOAD(max )}+frac{Delta I_{RIPPLE}}{2}) 。

3.4.2 續流二極管

續流二極管在內部MOSFET關斷期間傳導電感電流，平均電流計算公式為 (I{DIODE(AVG)}=left(1-frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right) × I{LOAD(max )}) 。建議選擇肖特基二極管，以獲得最佳效率。

3.4.3 輸入電容

輸入電容應能夠支持最大輸入工作電壓和最大均方根輸入電流，計算公式為 (I{IN(RMS)}=I{LOAD(max )} × sqrt{D times(1 - D)}) ，其中 (D=frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}) 。建議使用X5R或X7R介質的陶瓷電容，電容值為10 μF。

3.4.4 輸出電容

輸出電容的選擇會影響輸出電壓紋波和調節器的環路動態。計算公式為 (Delta V{RIPPLE }=Delta I{RIPPLE } timesleft(frac{1}{8 × f{sw} × C{OUT }}+ESR{C{OUT}}right)) ，建議使用X5R或X7R介質的陶瓷電容，ADP2301通常需要至少10 μF的輸出電容，ADP2300需要至少20 μF的輸出電容。

3.5 電路板布局建議

良好的電路板布局對于獲得ADP2300/ADP2301的最佳性能至關重要。應將輸入電容、電感、續流二極管、輸出電容和自舉電容靠近IC放置，使用短走線。確保高電流環路走線盡可能短而寬，最大化元件側的接地金屬面積以改善散熱，使用接地平面并通過多個過孔連接到元件側接地，以減少敏感電路節點的噪聲干擾。同時，盡量縮短FB走線長度，避免其靠近高電流走線和開關節點。

四、設計示例

以輸入電壓 (V{IN}=12.0 V ± 10%) ，輸出電壓 (V{OUT}=3.3 V) ，負載電流 (I{OUT}=1.2 A) ，可編程UVLO電壓 (V{IN}) 啟動電壓約為7.8 V為例，進行元件選擇。

4.1 開關頻率選擇

根據電壓轉換限制曲線，對于輸出電壓3.3 V，12 V ± 10%的輸入電壓在700 kHz和1.4 MHz開關頻率下均在轉換限制范圍內。選擇1.4 MHz開關頻率可獲得最小尺寸的解決方案；若需要更高效率，可選擇700 kHz，但PCB占用面積會更大。

4.2 續流二極管選擇

使用公式 (I{DIODE(AVG)}=left(1-frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right) × I{LOAD(max )}) 計算正常工作時續流二極管的平均電流， (V{OUT}=3.3 V) ， (V{IN}=12 V) ， (I{LOAD(max )}=1.2 A) ， (V{D}=0.4 V) ，可得 (I_{DIODE(AVG)}=0.85 A) 。在輸出短路的最壞情況下，二極管電流會增加到典型的2 A，因此選擇B230A，2.0 A/30 V表面貼裝肖特基二極管可確保更可靠的運行。

4.3 電感選擇

使用公式 (L=frac{left(V{IN}-V{OUT }right)}{0.3 × I{LOAD(max )} × f{sw}} timesleft(frac{V{OUT }+V{D}}{V{IN}+V{D}}right)) 計算電感值， (V{OUT}=3.3 V) ， (V{IN}=12 V) ， (I{LOAD(max )}=1.2 A) ， (V{D}=0.4 V) ， (f{SW}=1.4 MHz) ，可得 (L = 5.15 mu H) ，選擇最接近的標準值4.7 μH，計算得 (Delta I{RIPPLE}=0.394 A) 。電感峰值電流 (I{PEAK}=I{LOAD(max )}+frac{Delta I_{RIPPLE}}{2}=1.397 A) ，為防止電感飽和，應選擇飽和電流至少為2.0 A的電感。

4.4 輸出電容選擇

根據輸出電壓紋波要求，使用公式 (Delta V{RIPPLE }=Delta I{RIPPLE } timesleft(frac{1}{8 × f{sw} × C{OUT }}+ESR{C{OUT}}right)) 計算。已知 (Delta I{RIPPLE}=0.394 A) ， (f{SW}=1.4 MHz) ， (Delta V{RIPPLE}=33 mV) ，若陶瓷電容的ESR為3 mΩ，則 (C{OUT}=1.2 mu F) 。但為確保環路穩定性，大多數使用ADP2301（1.4 MHz開關頻率）的應用需要至少10 μF的電容，因此選擇22 μF，6.3 V的電容。

4.5 電阻分壓器選擇

對于輸出反饋電阻分壓器，根據公式 (V{OUT }=0.800 V timesleft(1+frac{R{FB1}}{R{FB2}}right)) ，對于3.3 V輸出電壓，選擇 (R{FB1}=31.6 k Omega) 和 (R{FB2}=10.2 k Omega) 。對于可編程 (V{IN}) 啟動電壓的電阻分壓器，使用公式 (V{STARTUP }=left(frac{1.2 V}{R{EN2}}+1.2 mu Aright) × R{EN1}+1.2 V) ，若 (V{STARTUP}=7.8 V) ，選擇 (R{EN2}=10.2 k Omega) ，計算得 (R{EN1}=56 k Omega) 。

五、總結

ADP2300/ADP2301非同步降壓調節器以其高性能、高集成度和豐富的保護功能，為電子工程師提供了一個可靠的電源解決方案。在設計過程中，合理選擇元件和優化電路板布局是確保系統性能的關鍵。希望通過本文的介紹，能幫助大家更好地理解和應用ADP2300/ADP2301。大家在實際應用中遇到過哪些問題呢？歡迎在評論區分享交流。