高效同步降壓DC-DC轉換器MAX17543：設計與應用詳解

在電子設備的電源設計中，高效、穩定的DC-DC轉換器是至關重要的組件。今天，我們就來深入探討一款高性能的同步降壓DC-DC轉換器——MAX17543。

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產品概述

MAX17543是一款高效、高壓的同步降壓DC-DC轉換器，集成了MOSFET，能夠在4.5V至42V的寬輸入電壓范圍內工作。它可以提供高達2.5A的輸出電流，輸出電壓范圍為0.9V至0.9 x VIN。在-40°C至+125°C的溫度范圍內，反饋（FB）電壓的精度可達±1.1%。該器件采用峰值電流模式控制，可在脈沖寬度調制（PWM）、脈沖頻率調制（PFM）或不連續導通模式（DCM）控制方案下工作，采用20引腳（4mm x 4mm）TQFN封裝，并且提供仿真模型。

產品優勢與特性

減少外部組件和總成本

• 無肖特基同步操作：無需額外的肖特基二極管，簡化了電路設計。
• 內部補償：針對任何輸出電壓都能實現內部補償，減少了外部補償組件的使用。
• 內置軟啟動：避免了啟動時的浪涌電流，保護電路元件。
• 全陶瓷電容和緊湊布局：使用全陶瓷電容，減小了電路板面積，提高了布局的緊湊性。

減少DC-DC穩壓器庫存

• 寬輸入電壓范圍：4.5V至42V的寬輸入范圍，適用于多種電源場景。
• 可調輸出電壓：輸出電壓可在0.9V至0.9 x VIN之間調節，滿足不同的應用需求。
• 可調開關頻率：開關頻率可在100kHz至2.2MHz之間調節，并支持外部同步。

降低功耗

• 高峰值效率：峰值效率超過90%，提高了能源利用率。
• PFM/DCM模式：在輕載時采用PFM/DCM模式，提高了輕載效率。
• 低關機電流：關機電流僅為2.8μA，降低了待機功耗。

適應惡劣工業環境

• 峰值電流限制保護：保護器件免受過載和短路的影響。
• 內置輸出電壓監控和復位：實時監控輸出電壓，確保系統的穩定性。
• 可編程EN/UVLO閾值：可根據需要設置使能和欠壓鎖定閾值。
• 單調啟動到預偏置負載：在預偏置負載下能夠平穩啟動。
• 過溫保護：當器件溫度過高時，自動關閉，保護器件安全。
• 寬工作溫度范圍：可在-40°C至+125°C的環境溫度下工作，結溫范圍為-40°C至+150°C。

電氣特性

輸入電源

• 輸入電壓范圍：4.5V至42V。
• 輸入關機電流：在關機模式下，輸入電流僅為2.8μA（典型值）。
• 輸入靜態電流：在不同模式下，輸入靜態電流有所不同，如PFM模式下為118μA（典型值）。

使能/欠壓鎖定

• EN/UVLO閾值：上升閾值為1.215V（典型值），下降閾值為1.09V（典型值）。
• EN/UVLO輸入泄漏電流：在+25oC時，輸入泄漏電流為0nA（典型值）。

LDO

• VCC輸出電壓范圍：在6V < VIN < 42V，IVCC = 1mA時，VCC輸出電壓為5V（典型值）。
• VCC電流限制：最大電流限制為54mA（典型值）。
• VCC壓降：在VIN = 4.5V，IVCC = 20mA時，VCC壓降為4.2V（典型值）。
• VCC欠壓鎖定：上升閾值為4.2V（典型值），下降閾值為3.8V（典型值）。

功率MOSFET和BST驅動器

• 高端nMOS導通電阻：在ILX = 0.3A時，導通電阻為165mΩ（典型值）。
• 低端nMOS導通電阻：在ILX = 0.3A時，導通電阻為80mΩ（典型值）。
• LX泄漏電流：在+25oC時，泄漏電流為0μA（典型值）。

軟啟動

在VSS = 0.5V時，充電電流為5μA（典型值）。

反饋

• FB調節電壓：在不同模式下，FB調節電壓有所不同，如在MODE = SGND或MODE = VCC時，為0.9V（典型值）。
• FB輸入偏置電流：在+25oC時，輸入偏置電流為0nA（典型值）。

模式

• MODE閾值：在不同模式下，MODE閾值不同，如在DCM模式下，為VCC - 1.6V。

電流限制

• 峰值電流限制閾值：為3.7A（典型值）。
• 失控電流限制閾值：為4.3A（典型值）。
• 谷值電流限制閾值：在不同模式下有所不同，如在MODE = open/VCC時，為0A（典型值）。
• PFM電流限制閾值：為0.75A（典型值）。

RT和SYNC

• 開關頻率：可通過連接不同的電阻到RT引腳來設置開關頻率，如RRT = 40.2kΩ時，開關頻率為500kHz（典型值）。
• SYNC頻率捕獲范圍：為1.1 x fSW至1.4 x fSW。
• SYNC脈沖寬度：最小為50ns。
• SYNC閾值：高電平閾值為2.1V，低電平閾值為0.8V。

打嗝時間

打嗝超時時間為32,768個周期。

最小導通時間和關斷時間

• 最小導通時間：為135ns。
• 最小關斷時間：為140ns（典型值）。

LX死區時間

為5ns。

復位

• 復位輸出低電平：在RESET = 10mA時，輸出低電平為0.4V（典型值）。
• 復位輸出泄漏電流：在+25°C，VRESET = 5.5V時，泄漏電流為0A（典型值）。
• FB復位閾值：下降閾值為92%VFB-REG（典型值），上升閾值為95%VFB-REG（典型值）。
• 復位解除延遲：在FB達到95%調節后，延遲1024個周期。

熱關斷

• 熱關斷閾值：溫度上升時，為165°C。
• 熱關斷遲滯：為10°C。

典型應用電路

文檔中給出了不同輸出電壓和開關頻率的典型應用電路，如5V輸出、500kHz開關頻率的電路和3.3V輸出、500kHz開關頻率的電路等。這些電路為工程師提供了實際應用的參考。

引腳配置與功能

引腳配置

引腳功能詳解

• VIN：提供電源輸入，需要使用2.2μF電容進行去耦，放置在靠近VIN和PGND引腳處。
• EN/UVLO：通過連接到VIN和SGND之間的電阻分壓器中心節點，設置器件開啟的輸入電壓。
• RESET：當FB電壓低于設定值的92%時，RESET輸出低電平；當FB電壓高于設定值的95%時，經過1024個時鐘周期后，RESET輸出高電平。
• SYNC：可將內部振蕩器與外部時鐘信號同步，外部時鐘頻率需在1.1 x fSW至1.4 x fSW之間。
• SS：連接電容到SGND，設置軟啟動時間。
• CF：在開關頻率低于500kHz時，連接電容到FB引腳，用于環路補償。
• FB：連接到外部電阻分壓器的中心節點，設置輸出電壓。
• RT：連接電阻到SGND，設置開關頻率。
• MODE：配置器件的工作模式，如PWM、PFM或DCM模式。
• VCC：提供5V LDO輸出，需要使用2.2μF陶瓷電容進行旁路。
• SGND：模擬地，與PGND在VCC旁路電容的接地返回路徑處連接。
• PGND：功率地，連接到功率接地平面。
• LX：開關節點，連接到電感的開關側。
• BST：連接0.1μF陶瓷電容到LX，用于升壓。
• EP：暴露焊盤，連接到SGND，連接到IC下方的大銅平面，提高散熱能力。

工作模式

PWM模式

在PWM模式下，電感電流允許為負，提供恒定頻率的操作，適用于對開關頻率敏感的應用。但在輕載時，效率低于PFM和DCM模式。

PFM模式

PFM模式禁用負電感電流，并在輕載時跳過脈沖以提高效率。在PFM模式下，電感電流在每個時鐘周期被強制為750mA的固定峰值，直到輸出電壓達到標稱電壓的102.3%。此時，高低端FET均關閉，器件進入休眠模式，直到輸出電壓下降到標稱電壓的101.1%。在休眠模式下，大部分內部模塊關閉以節省靜態電流。PFM模式的優點是輕載時效率高，但輸出電壓紋波比PWM或DCM模式高，且輕載時開關頻率不恒定。

DCM模式

DCM模式通過在輕載時禁用負電感電流而不是跳過脈沖，實現比PFM模式更低負載下的恒定頻率操作。DCM模式的效率介于PWM和PFM模式之間。

關鍵參數設置

開關頻率設置

開關頻率可通過連接電阻從RT引腳到SGND進行編程，范圍為100kHz至2.2MHz。開關頻率（fSW）與連接在RT引腳的電阻（RRT）的關系為： [R{RT} cong frac{21 × 10^{3}}{f{SW}} - 1.7] 其中，(R{RT})的單位為kΩ，(f{SW})的單位為kHz。如果RT引腳開路，則器件以默認的500kHz開關頻率工作。

輸入欠壓鎖定設置

通過連接從VIN到SGND的電阻分壓器，將分壓器的中心節點連接到EN/UVLO引腳，可設置器件開啟的電壓。選擇R1為3.3MΩ，然后根據以下公式計算R2： [R2 = frac{R1 × 1.215}{(V{INU} - 1.215)}] 其中，(V{INU})是器件需要開啟的電壓，且(V_{INU})應高于0.8 x VOUT。

輸出電壓調整

通過連接從輸出電容正端（VOUT）到SGND的電阻分壓器，將分壓器的中心節點連接到FB引腳，可設置輸出電壓。計算電阻R3和R4的公式如下： [R3 = frac{216 × 10^{3}}{(f{C} × C{OUT})}] [R4 = frac{R3 × 0.9}{(V{OUT} - 0.9)}] 其中，R3的單位為kΩ，交叉頻率(f{C})的單位為kHz，輸出電容（COUT）的單位為μF。如果開關頻率小于或等于500kHz，選擇(f{C})為開關頻率的1/9；如果開關頻率大于500kHz，選擇(f{C})為55kHz。

保護功能

過流保護/打嗝模式

MAX17543具有強大的過流保護方案，在過載和輸出短路條件下保護器件。當高端開關電流超過內部限制3.7A（典型值）時，逐周期峰值電流限制會關閉高端MOSFET。高端開關電流的失控電流限制為4.3A（典型值），可在高輸入電壓、短路條件下保護器件。一旦觸發失控電流限制，將進入打嗝模式。此外，如果在軟啟動完成后，由于故障條件，反饋電壓降至0.58V（典型值），也會觸發打嗝模式。在打嗝模式下，轉換器會暫停開關操作32,768個時鐘周期，然后再次嘗試軟啟動。

復位輸出

器件包含一個復位比較器，用于監控輸出電壓。開漏復位輸出需要一個外部上拉電阻。當調節器輸出電壓高于設計標稱調節電壓的95%時，經過1024個開關周期后，RESET輸出高電平（高阻抗）；當調節器輸出電壓降至標稱調節電壓的92%以下時，RESET輸出低電平。在熱關斷時，RESET也會輸出低電平。

預偏置輸出

當器件啟動到預偏置輸出時，高低端開關均關閉，以防止轉換器從輸出吸收電流。直到PWM比較器發出第一個PWM脈沖，開關才開始工作，輸出電壓隨后平穩上升到目標值。

熱關斷保護

熱關斷保護限制了器件的總功耗。當器件的結溫超過+165oC時，片上熱傳感器會關閉器件，使其冷卻。當結溫下降10oC后，熱傳感器會再次開啟器件。熱關斷時，軟啟動會復位。在正常操作中，需要仔細評估總功耗，以避免不必要的熱關斷觸發。

元件選擇

輸入電容選擇

輸入濾波電容可減少從電源汲取的峰值電流，降低電路開關引起的輸入噪聲和電壓紋波。輸入電容的RMS電流要求（IRMS）可通過以下公式計算： [IRMS = I{OUT(MAX)} × frac{sqrt{V{OUT} × (V{IN} - V{OUT})}}{V{IN}}] 其中，(I{OUT(MAX)})是最大負載電流。當輸入電壓等于輸出電壓的兩倍（(V{IN} = 2 × VOUT)）時，(IRMS)達到最大值，即(I{RMS(MAX)} = I{OUT(MAX)} / 2)。為了獲得最佳的長期可靠性，應選擇在RMS輸入電流下溫度上升小于+10oC的輸入電容。建議在輸入使用低ESR陶瓷電容，具有高紋波電流能力。在工業應用中，推薦使用X7R電容，因為它們具有溫度穩定性。輸入電容的計算公式為： [C{IN} = frac{I{OUT(MAX)} × D × (1 - D)}{eta × f{SW} × Delta V{IN}}] 其中，(D = V{OUT} / V{IN})是控制器的占空比，(f{SW})是開關頻率，(Delta V_{IN})是允許的輸入電壓紋波，(eta)是效率。

電感選擇

與器件配合使用時，需要指定三個關鍵電感參數：電感值（L）、電感飽和電流（(I{SAT})）和直流電阻（(R{DCR})）。開關頻率和輸出電壓決定了電感值，計算公式為： [L = frac{V{OUT}}{f{SW}}] 其中，(V{OUT})和(f{SW})是標稱值。應選擇最接近計算值、尺寸合適且直流電阻盡可能低的低損耗電感。電感的飽和