MAX17687：高效隔離式降壓DC - DC轉換器的設計指南

在電子工程師的日常工作中，電源設計是一個至關重要的環節。今天我們要深入探討的是Maxim Integrated推出的一款高性能產品——MAX17687，這是一款4.5V至60V輸入、超小型、高效的隔離式降壓DC - DC轉換器，它在眾多應用領域展現出了卓越的性能。

文件下載：MAX17687.pdf

產品概述

RAINIER系列隔離式DC - DC產品以其小體積、高效率和低BOM成本的優勢脫穎而出。MAX17687作為其中一員，能夠提供高達10W的隔離電源。它的輸入電壓范圍寬達4.5V至60V，采用原邊反饋來調節輸出電壓，能輸出高達3.2A的原邊峰值電流，并且將原邊輸出電壓調節在 ±1.2%以內。其工作溫度范圍為 -40°C至 +125°C，采用緊湊的20引腳（4mm x 4mm）TQFN封裝，還提供仿真模型，方便工程師進行設計和驗證。

應用領域

MAX17687的應用范圍非常廣泛，涵蓋了工業過程控制、智能電表中的通信樞紐、醫療設備中的隔離電源以及浮動電源生成等領域。這些應用場景對電源的穩定性、效率和隔離性能都有較高的要求，而MAX17687正好能夠滿足這些需求。

產品特性

1. 減少外部組件與成本

• 同步原邊操作：實現了高效率和低成本，通過同步整流技術，減少了能量損耗，提高了電源轉換效率。
• 全陶瓷電容與超緊湊布局：使用全陶瓷電容不僅提高了電路的穩定性，還使得布局更加緊湊，節省了電路板空間。
• 寬輸入電壓范圍：4.5V至60V的輸入電壓范圍，使得該轉換器能夠適應不同的電源環境，增強了其通用性。
• 高電流輸出：能夠輸出高達3.2A的峰值電流，滿足了許多負載對大電流的需求。
• 可調節頻率：支持100kHz至500kHz的可調頻率，并具備外部同步功能，方便工程師根據具體應用需求進行調整。
• 緊湊封裝：20引腳、4mm x 4mm的TQFN封裝，適合對空間要求較高的應用場景。

2. 降低功耗

• 高效率：峰值效率超過90%，意味著在電源轉換過程中能夠減少能量損耗，提高能源利用率。
• 低關機電流：關機電流僅為2.8μA（典型值），在設備不工作時能夠顯著降低功耗，延長電池續航時間。

3. 惡劣工業環境下的可靠運行

• 多種保護機制：具備打嗝模式電流限制、灌電流限制和自動重試啟動功能，能夠在出現過流等異常情況時自動保護設備，提高了系統的可靠性。
• 可編程EN/UVLO閾值：用戶可以根據實際需求設置使能/欠壓鎖定閾值，靈活控制設備的啟動和關閉。
• 可調軟啟動：通過可編程軟啟動功能，能夠減少輸入浪涌電流，保護電源和負載設備。
• 寬溫度范圍：工作溫度范圍為 -40°C至 +125°C，結溫范圍為 -40°C至 +150°C，能夠適應惡劣的工業環境。

電氣特性

MAX17687的電氣特性非常豐富，包括輸入電源、使能/欠壓鎖定、LDO、功率MOSFET、軟啟動、反饋、電流限制、RT和同步、復位以及熱關斷等方面。例如，輸入電壓范圍為4.5V至60V，輸入靜態電流在關機模式下為2.8μA（典型值），LDO輸出電壓范圍為4.75V至5.25V等。這些電氣特性為工程師在設計電路時提供了詳細的參數依據。

引腳配置與功能

MAX17687的引腳配置清晰明確，每個引腳都有其特定的功能。例如，VIN引腳用于電源輸入，EN/UVLO引腳用于使能/欠壓鎖定輸入，RESET引腳用于提供延遲的電源良好信號，SYNC引腳用于外部頻率同步等。了解這些引腳的功能對于正確使用該轉換器至關重要。

詳細設計指南

1. 線性穩壓器（VCC）

內部線性穩壓器（VCC）為內部模塊和低側MOSFET驅動器提供5V的標稱電源。輸出應使用2.2μF陶瓷電容旁路到地，當VCC低于3.8V（典型值）時，欠壓鎖定電路會禁用內部線性穩壓器。該線性穩壓器能夠提供高達20mA的電流。

2. 設置開關頻率（RT）

通過在RT引腳和SGND之間連接一個電阻，可以將開關頻率從100kHz編程到500kHz。開關頻率（fSW）與連接在RT引腳的電阻（RRT）之間的關系為：(f{SW} approx frac{21 times 10^{3}}{R{RT}})（其中RRT單位為kΩ，fSW單位為kHz）。若RRT引腳懸空，則設備以默認的250kHz開關頻率運行。

3. 外部頻率同步（SYNC）

內部振蕩器可以通過SYNC引腳與外部時鐘信號同步。外部同步時鐘頻率必須在1.1 x fSW至1.4 x fSW之間，且最小外部時鐘脈沖寬度高應大于50ns。

4. 使能輸入（EN/UVLO）和軟啟動（SS）

當EN/UVLO電壓高于1.215V（典型值）時，設備啟動軟啟動序列，軟啟動持續時間取決于連接在SS引腳和地之間的電容值。5μA電流源對電容充電，使SS引腳電壓上升，作為內部誤差放大器的參考，從而使輸出電壓從零單調增加到最終設定值。EN/UVLO還可用于調整輸入欠壓鎖定電平。

5. 過流保護/打嗝模式

當出現失控電流限制、軟啟動完成后反饋電壓降至0.58V（典型值）、EN/UVLO < 1.09V且VCC > 3.8V或連續16次負電流限制事件發生時，MAX17687進入打嗝模式。在打嗝模式下，轉換器進入32,768個時鐘周期的打嗝超時周期，期間高側開關關閉，低側開關以最大98%的占空比開啟，直到負電流限制達到0.6A。超時周期結束后，嘗試再次軟啟動。

6. 復位輸出

RESET比較器用于監測原邊輸出電壓，開漏RESET輸出需要外部上拉電阻。當原邊輸出電壓低于標稱調節電壓的92.5%時，RESET輸出低電平；當原邊輸出電壓高于標稱調節電壓的95.5%后1024個開關周期，RESET輸出高電平。在熱關斷時，RESET也會輸出低電平。

7. 熱關斷保護

當器件結溫超過 +165°C時，片上熱傳感器會關閉設備，待結溫下降10°C后再開啟。熱關斷時軟啟動會復位，因此在設計時需要仔細評估總功耗，避免正常運行時觸發熱關斷。

應用設計要點

1. 變壓器參數選擇

• 原邊輸出電壓選擇：原邊輸出電壓由MAX17687控制環路調節，可通過公式 (V{PRI}=D{MAX} × V_{IN_MIN }) 計算，其中DMAX為轉換器的最大占空比，VIN_MIN為最小輸入電壓，理想的最大占空比范圍為0.4至0.6。
• 調節原邊輸出電壓：通過連接從原邊輸出到FB再到地的電阻分壓器來設置原邊輸出電壓。選擇R2在10kΩ至100kΩ范圍內，使用公式 (R 1=R 2 timesleft(frac{V_{PRI}}{0.9}-1right)) 計算R1。
• 匝數比選擇：忽略寄生電阻，隔離式降壓輸出電壓VOUT與原邊輸出電壓VPRI成正比，可通過公式 (frac{N{SEC}}{N{PRI}}=frac{V{OUT}+V{D}}{V_{PRI}}) 選擇匝數比（K），其中VD為二極管正向壓降。
• 原邊電感選擇：原邊電感值決定了變壓器中的紋波電流，可通過公式 (L{PRI}=frac{V{PRI}}{f{SW}}) 計算所需的原邊電感，使用公式 (Delta I=frac{V{P R I} timesleft(1-frac{V{P R I}}{V{I N}}right)}{f{S W} × L{P R I}}) 計算原邊紋波電流。
• 繞組峰值和RMS電流：根據不同的公式計算原邊和副邊繞組的峰值和RMS電流，以確保變壓器能夠滿足負載需求。
• 漏感：變壓器漏感（L_LEAK）對輸出電壓調節起著關鍵作用，為了獲得更好的輸出電壓調節效果，應將漏感降低到原邊電感值的1%以下。
• 原邊負峰值電流：當低側開關導通時，原邊電流可能為負，可通過公式 (I_NEGPK_PRI =(-IOUT x K x(1+D) /(1-D))-Delta I / 2) 計算原邊負峰值電流。

2. 電容選擇

• 原邊輸出電容選擇：使用公式 (C{PRI}=frac{K × I{OUT } × D{MAX}}{f{SW} × 0.01 × V_{PRI}}) 計算所需的原邊輸出電容，工業應用中首選X7R陶瓷輸出電容。
• 副邊輸出電容選擇：使用公式 (C{OUT }=frac{I{OUT } × D{MAX }}{f{SW} × 0.01 × V_{OUT }}) 計算副邊輸出電容，同時要考慮陶瓷電容在直流偏置下的電容損耗，進行適當降額。
• 輸入電容選擇：使用公式 (C{I N}=frac{K × I{OUT } × D{M A X} timesleft(1-D{M A X}right)}{f{S W} × Delta V{I N}}) 計算所需的輸入電容，通常推薦使用陶瓷輸入電容，在電源與設備輸入距離較遠時，可并聯電解電容。

3. 二極管選擇

副邊整流二極管應能夠承受副邊峰值電流和高側開關導通時的反向電壓，選擇正向壓降較小的肖特基二極管可獲得更好的輸出調節效果。使用公式 (P K{-} DIODE =frac{2 × I{OUT }}{(1-D)}) 計算二極管的峰值電流額定值，使用公式 (V{DIODE }=2 timesleft(left(V{INMAX }-V{PRI}right) × K+V{OUT }right)) 計算二極管的峰值反向電壓額定值，使用公式 (P{DIODE }=V{D} × I{OUT }) 計算二極管的功耗。

4. 最小負載要求

在輕載條件下，由于變壓器漏感和寄生電容的影響，隔離式降壓轉換器的輸出電壓會過度升高。通常，10%至20%的滿載最小負載足以將轉換器輸出電壓調節在 ±5%以內。在測試原型后，應驗證輸出電壓調節情況。可使用串聯電阻和齊納二極管作為過壓保護電路，齊納二極管閾值可選擇比標稱調節輸出電壓VOUT高15%，串聯電阻（R1）值可在30Ω至60Ω范圍內。

5. 軟啟動電容選擇

通過在SS引腳和SGND之間連接電容來編程軟啟動時間，所選輸出電容（CSEL）和輸出電壓（VOUT）決定了所需的最小軟啟動電容，使用公式 (C{S S} geq 28 × 10^{-6} × C{SEL } × V{PRI}) 計算。軟啟動時間（tSS）與連接在SS引腳的電容（CSS）的關系為 (t{S S}=frac{C_{S S}}{5.55 × 10^{-6}})。

6. 設置輸入欠壓鎖定電平

通過連接從VIN到EN/UVLO再到地的電阻分壓器來設置設備開啟的電壓。選擇R1最大為3.3MΩ，使用公式 (R 2=frac{R 1 × 1.215}{left(V_{INU }-1.215right)}) 計算R2，其中VINU為設備需要開啟的電壓。

7. 外部環路補償

MAX17687采用峰值電流模式控制方案，只需要一個簡單的RC網絡來實現穩定的控制環路。使用公式 (R{Z}=1100 × f{C} timesleft[C{OUT } times(1-D) × K^{2}+C{P R I}right] × V{P R I}) 、 (C{P}=frac{1}{pi × f{S W} × R{Z}}) 和 (C{Z}=frac{5}{pi × f{C} × R_{Z}}) 計算補償組件，其中fC選擇為開關頻率的1/20。

8. 功耗計算

在特定的工作條件下，可使用公式 (P{LOSS }=P{OUT } timesleft(frac{1}{eta}-1right)-left(I_{PRIRMS }^{2} × R{PRI}right)-left(I_{SECRMS }^{2} × R{SEC }right)-left(V{D} × I{OUT }right)) 估算導致設備溫度升高的功率損耗，其中POUT為輸出功率，η為功率轉換效率，RPRI為變壓器的原邊電阻，RSEC為變壓器的副邊電阻，VD為二極管壓降。使用公式 (T{J _M A X}=T{A{-}} M A X+left(theta{J A} × P_{L O S S}right)) 估算設備在給定最大環境溫度（TA_MAX）下的結溫，若有熱管理系統確保設備暴露焊盤保持在給定溫度（TEPMAX），則使用公式 (T{J _M A X}=T{E P _M A X}+left(theta{J C} × P_{L O S S}right)) 估算結溫。

PCB布局指南

在進行PCB布局時，需要注意以下幾點：

• 減少電感：所有承載脈沖電流的連接必須盡可能短且寬，以將電感降至最低，因為電流的高di/dt特性使得電感對電路性能影響較大。同時，減小電流環路面積可以降低輻射EMI。
• 電容放置：陶瓷輸入濾波電容應靠近IC的VIN引腳放置，以消除走線電感的影響，為IC提供更干凈的電壓供應。VCC引腳的旁路電容也應靠近引腳放置，以減少走線阻抗的影響。
• 接地分離：模擬小信號地和開關電流的功率地應分開，在開關活動最小的點（通常是VCC旁路電容的返回端）連接在一起，以保持模擬地的安靜。接地平面應盡可能保持連續和完整，避免在任何接地平面不連續處直接放置承載高開關電流的走線。
• 散熱設計：在器件的暴露焊盤下方提供多個連接到大型接地平面的散熱過孔，以實現高效的散熱。可參考www.maximintegrated.com上的MAX17687評估套件布局，以確保首次設計成功。

總結

MAX17687是一款功能強大、性能卓越的隔離式降壓DC - DC轉換器，它在寬輸入電壓范圍、高效率、小體積和多種保護功能等方面表現出色。通過合理的設計和布局，工程師可以充分發揮其優勢，滿足不同應用場景的需求。在實際設計過程中，你是否遇到過類似電源轉換器的設計難題？又是如何解決的呢？歡迎在評論區分享你的經驗和見解。