TPS24700/1：高效熱插拔控制器的設計與應用

在電子系統設計中，熱插拔功能至關重要，它能確保系統在帶電狀態下安全地插入或拔出模塊，減少停機時間，提高系統的可用性和穩定性。德州儀器（TI）的TPS24700/1系列熱插拔控制器，以其卓越的性能和豐富的功能，成為眾多工程師的首選。下面我們就深入了解一下TPS24700/1的特點、工作原理、設計實例以及相關注意事項。

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一、TPS24700/1的特點

1. 寬電壓范圍

TPS24700/1可在2.5V至18V的電壓范圍內穩定工作，能適應多種不同的電源環境，為設計提供了更大的靈活性。

2. 精確的電流限制

在啟動時能實現精確的電流限制，其25mV的電流檢測閾值精度高，允許使用更小、更高效的檢測電阻，降低了功率損耗，減小了電路板面積。

3. 定時過流保護

具備定時過流斷路器功能，可在負載電流超過設定閾值時，在一定時間后切斷電路，保護電源和負載。

4. 電源良好輸出

提供電源良好（PGb）輸出信號，可用于狀態監測和下游負載控制，方便系統的管理和協調。

5. 短路保護

擁有快速斷路器，能在短路發生時迅速切斷電路，保護系統安全。

6. 可選工作模式

TPS24700為鎖存模式，故障發生后保持關閉狀態；TPS24701為重試模式，故障排除后自動嘗試重啟，滿足不同應用需求。

7. 可編程欠壓閾值

用戶可根據實際需求設置欠壓閾值，增強系統的穩定性。

8. 小封裝

采用小型MSOP - 8封裝，節省電路板空間。

二、工作原理

1. 啟動與浪涌電流限制

當熱插拔板插入電源總線時，TPS24700/1先保持一段時間的非激活狀態，等待內部電壓穩定。之后，GATE、TIMER和PGb引腳被釋放，開始從GATE引腳提供電流，開啟外部N溝道MOSFET。通過測量V(VCC - SENSE)電壓，控制器將MOSFET的漏極電流限制在設定的電流限制值以內，減輕下游大容量存儲電容的充電沖擊。

2. 浪涌模式結束判斷

當V(GATE - VCC)超過定時器激活電壓（對于VCC = 12V，該電壓為6V）時，浪涌模式結束，進入斷路器模式。在此過程中，TIMER引腳先以約10μA的電流對電容CT充電，浪涌模式結束后開始以約10A的電流放電。

3. 斷路器與快速跳閘功能

在斷路器模式下，控制器持續監測通過RSENSE的電流。當電流超過電流限制閾值時，TIMER引腳以約10μA的電流對電容CT充電，當CT電壓達到1.35V時，外部MOSFET關閉。如果電流超過快速跳閘閾值（60mV），GATE引腳立即以約1A的電流將外部MOSFET的柵極拉至地，實現快速跳閘保護。

4. 自動重啟功能（TPS24701）

當故障導致外部MOSFET關閉后，TPS24701會自動嘗試重啟。內部控制電路使用CT計數16個周期后重新啟用MOSFET，如果故障仍然存在，該過程將重復進行。

5. 過溫保護

當芯片管芯溫度超過約140°C時，內置的過溫保護電路會禁用柵極驅動器，PGb引腳進入高阻抗狀態。當溫度下降約10°C后，系統恢復正常工作。

三、設計實例

1. 設計要求

假設一個12V的系統，工作電壓容差為±2V，額定負載電流為10A，負載最小輸入電容為470μF。當電流超過12A時，控制器應關閉并嘗試重啟，環境溫度范圍為20°C至50°C。

2. 設計步驟

選擇RSENSE

根據公式(R{SENSE}=frac{V{(VCC - SENSE)}}{I{LIM}})，已知典型電流限制閾值電壓V(VCC - SENSE)為25mV，峰值電流限制為12A，計算可得(R{SENSE}=frac{25mV}{12A}approx2mΩ)。在額定10A電流下，該電阻僅消耗200mW功率，功率損耗僅為0.17%。

選擇MOSFET M1

TPS24700/1設計使用柵源電壓額定值為20V的N溝道MOSFET。若使用柵源電壓額定值較低的器件，可連接齊納二極管限制最大柵源電壓。同時，要考慮MOSFET的漏源電壓額定值(V{DS(MAX)})，在極端情況下可能會出現較高的瞬態電壓，可能需要使用TVS來限制電感瞬態。本實例選擇TI的CSD16403Q5，其(V{GS(MAX)})為16V，(V{DS(MAX)})為25V，室溫下最大(r{DS(on)})為2.8mΩ，正常工作時功率損耗為0.24W，結溫升高9.6°C，滿足數據手冊要求。

選擇輸出電壓上升時間(t{ON})和(C{T})

最大輸出電壓上升時間(t{ON})由定時器電容(C{T})設定，必須足以完全充電負載電容(C{OUT})而不觸發故障電路。根據公式(t{ON}=frac{C{OUT}×V{VCC(MAX)}}{I{LIM}})，計算可得(t{ON}=frac{470μF×12V}{12A}=0.47ms)。考慮到MOSFET的輸入電容(C{ISS})，故障時間(t{FLT})應在1.08ms至20ms之間，本實例選擇7ms，計算得到(C_{T})為52nF，選擇標準值56nF，對應的故障時間為7.56ms。

計算重試模式占空比

在重試模式下，TPS24701開啟一個充電周期，關閉16個充放電周期。第一個(C{T})充電周期為從0V到1.35V，時間為7.56ms；第一個(C{T})放電周期為從1.35V到0.35V，時間為5.6ms。總時間為(7.56ms + 33×5.6ms = 192.36ms)，重試模式占空比為(7.56ms / 192.36ms = 3.93%)。

選擇UV電阻(R{1})和(R{2})

根據公式(V{ENTHRESH}=frac{R{2}}{R{1}+R{2}}×V{VCC})，已知(V{ENTHRESH}=1.35V)，(V{UV}=10.8V)，假設(R{1})為130kΩ，可計算出(R_{2})為18.7kΩ。

選擇(R{GATE})、(R{4})和(C_{1})

(R{GATE})用于抑制高頻振蕩，大多數應用中可選擇10Ω電阻；若M1的(C{ISS})低于200pF，建議使用33Ω電阻。(R{4})僅在使用PGb引腳時需要，作為開漏輸出驅動器的上拉電阻。(C{1})是旁路電容，推薦值在0.001μF至0.1μF之間。

四、設計注意事項

1. PGb引腳的使用

使用PGb引腳控制和協調下游的DC/DC轉換器，避免轉換器在(C_{OUT})仍在充電時啟動，防止出現不期望的鎖存狀態。

2. 輸出鉗位二極管

輸出端的感性負載可能會在電路拔出或限流事件時將OUT引腳電壓拉至地以下，可連接一個二極管從OUT到地，選擇肖特基二極管來控制負電壓。

3. 柵極鉗位二極管

當電源電壓(VCC)高于4V時，TPS24700/1的柵極電壓在12V至15.5V之間相對穩定，建議在M1的柵源之間連接一個小的鉗位齊納二極管，并串聯幾百歐姆的電阻或硅二極管，防止輸出電容通過柵極驅動器放電到地。

4. 高柵極電容應用

大的柵極電容可能會導致柵極電壓過應力和異常大的故障電流尖峰。當M1的總柵極電容超過約4000pF時，建議使用外部柵極鉗位齊納二極管輔助內部齊納二極管。使用柵極電容(dV/dt)控制時，建議在(C_{G})串聯一個1kΩ電阻。

5. 旁路電容

在VCC和OUT引腳使用低阻抗陶瓷電容進行旁路，推薦值在10nF至1μF之間。部分系統拓撲對這些電容的值不敏感，但有些系統需要最小化旁路電容的值。

6. 輸出短路測量

輸出短路測試結果受多種因素影響，如源旁路、輸入引線、電路布局、輸出短路方法、短路位置和儀器等。實際短路情況具有一定的隨機性，測試時需要仔細配置和選擇方法，以獲得真實的結果。

7. 布局考慮

TPS24700/1應用需要仔細考慮布局，以確保性能和減少對瞬態和噪聲的敏感性。一般來說，所有走線應盡可能短，特別是VCC引腳的去耦電容到引腳和地的走線應最短；VCC和SENSE的走線應短且并排運行，以提高共模抑制比；功率路徑連接應盡可能短，并能承載至少兩倍的滿載電流。

TPS24700/1熱插拔控制器以其豐富的功能和出色的性能，為電子系統的熱插拔設計提供了可靠的解決方案。在設計過程中，工程師需要根據具體的應用需求和設計標準，合理選擇元件參數，并注意布局和測試等方面的問題，以確保系統的穩定性和可靠性。你在使用TPS24700/1的過程中遇到過哪些問題呢？歡迎在評論區分享你的經驗和見解。