來源：CSDN技術社區(qū);作者：子正

我們知道的MOS管的失效機制就是——你不能讓功率回路的電流相位超前電壓。這個超前的，與即將開通的MOS管的帶來的電壓方向反相的電流會被反拉回零點。而不是像正常的感性電路中是被正向拉至零點。正向拉，所有的LLC器件包括次級回路都在參與卸力，只是在加速回零點。而反向回拉，電流會過零點，引發(fā)震蕩;并且加大了開關管兩端的電勢差，造成MOS管擊穿風險。

1. 包含有LLC諧振半橋的ZVS橋式拓撲，需要一個帶有反向快速恢復體二極管的MOSFET，才能獲得更高的可靠性

與MOS管并聯(lián)的反向體二極管的主要作用，是在非0電流關斷的情況下，為LLC回路的感性電流提供泄流通道。考慮Fs>Fr的情形：

考慮電壓的下降沿，上管Q1管關斷瞬間，此時LLC的回路電流并不為零，因為有死區(qū)存在，那個緊挨著電壓切換沿的比較陡的電流下降沿（很短）。這個沿的電流是通過下管Q2的體二極管泄流的，如下圖所示：

Q1開通，主變壓器Lp上的勵磁電流一直在高電平狀態(tài)處于充電狀態(tài)，此時等效電路的勵磁電流在MOS管上管關斷的一刻達到峰值。

上管Q1在從導通到關閉的瞬間，LLC回路電流不可能停止，此時電流會經(jīng)由Q2的體二極管泄流。因為此時電流與Q2的體二極管導通方向同方向。

Q2之前開路，內(nèi)部寄生電容，積累的與體二極管反向的電荷（由Q2 - N型MOS管的漏極指向源極），也剛好隨著這股反向電流被釋放。實現(xiàn)后續(xù)的零電壓開關——體二極管的泄流能力很強。 這就是1.1節(jié)描述的LLC回路會自然實現(xiàn)MOS管的ZVS零電壓開通：

1.1MOSFET在LLC回路里會更容易的達到ZVS，減少開通損耗

借助功率MOSFET的等效輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關工作在ZVS 狀態(tài)下，無需額外附加輔助開關。

這句話的意思是這個，在第一個MOS管（比如下圖中的Q1）關斷時，第二個MOS管Q2未開通前，第二個MOS管Q2因為之前開路，寄生電容累積的電荷在未接入諧振網(wǎng)絡前，電荷的總量是下面那個Ip，這部分電荷和此時LLC回路的電流同相。如果這部分電流，能隨Im被抽走，那么Q2導通時就會自然地零電壓導通。

2.MOS管會在何時失效？

LLC諧振變換器中的一個潛在失效模式與由于體二極管反向恢復特性較差引起的直通電流相關。即使功率MOSFET的電壓和電流處于安全工作區(qū)域，反向恢復dv/dt和擊穿dv/dt也會在如啟動、 過載和輸出短路的情況下發(fā)生。

在MOS管關斷時，回路電流相位如果超前于電壓相位，此時電流會在MOS管關斷前跌至電壓的反相。似乎此時無論是上管還是下管都會因為這個反向電流引發(fā)的反向電壓承載更多的電壓降？

而且這部分電流也會因為LLC回路的感性器件，變得無法很快消退，Cr和開關管會承受這股升壓。

重載情況下，Lm會在反射負載RLOAD的作用下視為完全短路，輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串 聯(lián)。因此，諧振頻率由負載情況決定。Lr 和Cr決定諧振頻率fr1，Cr和兩個電感Lr 、Lm決定第二諧振頻率fr2，隨著負載的增加，諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的大值和小值之間變動。

注意，這里用的是極值推理，描述了整個電路的等效諧振頻點，隨負載變化時的移動。但這個表述是錯的，負載增大時，實際與諧振頻點是在反向移動。原因很簡單，輕載無需高增益，此時系統(tǒng)切換頻點，距離諧振位置其實更遠。

如果按等效電路看，LLC電路參數(shù)的容性和感性元件，決定的LC，LLC，只有兩個頻點。是開關頻點在移動。

3.MOS管的正常開關狀態(tài)(感性區(qū)域)

1.電壓變化 - 在開關時

2.1電流變化 - 在開關時

注意，勵磁電流始終近似三角波。因為勵磁電感大于諧振電感。整個回路的電流在空載，近乎三角波，但是在有負載時，負載電流會和勵磁電流疊加：

Vds1從0變1，意味著Vds發(fā)生了關斷。此時：

Ids1隨Imy的同步跌落被打斷。

這部分電流被轉(zhuǎn)移到Ids2的導通方向的反向，通過體二極管泄流。

為什么這個沿兒這么陡峭？是因為MOS管內(nèi)的寄生電容積聚的電壓嗎？

4. MOS管的不利工況：

4.1 上電

紫色 - 上管漏極電流

綠色 - 上管電壓

黃色 - 下管漏極電流

藍色 - 下管電壓

對于Q1,在它發(fā)生切換時，會有一個與電壓相位相反的電流流過Mos管。它就是那段Lm從電流最強位置，開始反向回落的電流。

4.2 正常工作時進入容性區(qū)

4.2.1 容性區(qū)域的開關管波形

MOSFET在零電流處關斷。

在MOSFET開通前(死區(qū))，負向電流流 過另一個MOSFET的體二極管。

當MOSFET開關開通， 另一個MOSFET體二極管的反向恢復應力很大——由于大 反向恢復電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產(chǎn)生很大的開關損耗，并且電流和 電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工 作在這個區(qū)域。

4.2.2 容性區(qū)域介紹：

當開關頻率 fs

MOSFET在零電流處關斷。在MOSFET開通前，電流流 過另一個MOSFET的體二極管。當MOSFET開關開通， 另一個MOSFET體二極管的反向恢復應力很大。由于大 反向恢復電流尖峰不能夠流過諧振電路，它將流過另一個MOSFET。這就會產(chǎn)生很大的開關損耗，并且電流和 電壓尖峰能夠造成器件失效。因此，變換器需要避免工 作在這個區(qū)域。

對于開關頻率fs>fr1，諧振電路的輸入阻抗為感性。 MOSFET電流在開通后為負，關斷前為正。MOSFET開 關在零電壓處開通。因此，不會出現(xiàn)米勒效應從而使開 通損耗小化。MOSFET的輸入電容不會因米勒效應而 增加。而且體二極管的反向恢復電流是正弦波形的一部 分，并且當開關電流為正時，會成為開關電流的一部 分。因此，通常ZVS優(yōu)于ZCS，因為它可以消除由反向 恢復電流、結電容放電引起的主要的開關損耗和應力。

4.3 過載

串聯(lián)諧振變換器特性成為主導。

開關電 流增加，ZVS消失，Lm被反射負載RLOAD完全短路。

開通時為硬開關，從而導致 二極管反向恢復應力。此外還會增加開通損耗，產(chǎn)生 噪聲或EMI。

二極管關斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會產(chǎn)生很高的反向恢復電流尖峰。這些尖峰會比穩(wěn) 態(tài)開關電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損 耗大大增加、發(fā)熱嚴重。MOSFET結溫的升高會降低其 dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系 統(tǒng)失效。

開關管的切換時的波形與4.2.1相同。

4.4 短路

短路時，MOSFET導通電流非常高 （理論上無限高），頻率也會降低。當發(fā)生短路時，諧 振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發(fā)生諧振。因此圖12 省略了t1 ~ t2時段，短路時次級二極管在CCM模式下連續(xù) 導通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過載狀態(tài)下一樣，但 是短路狀態(tài)更糟糕，因為流經(jīng)開關體二極管的反向恢復 電流更大。

5.MOS管失效的機制 - 總結

5.1 體二極管反向恢復dv/dt

二極管由通態(tài)到反向阻斷狀態(tài)的開關過程稱為反向恢 復。圖16給出了MOSFET體二極管反向恢復的波形。首 先體二極管正向?qū)ǎ掷m(xù)一段時間。這個時段中，二 極管P-N結積累電荷。當反向電壓加到二極管兩端時， 釋放儲存的電荷，回到阻斷狀態(tài)。釋放儲存電荷時會出 現(xiàn)以下兩種現(xiàn)象：流過一個大的反向電流和重構。在該 過程中，大的反向恢復電流流過MOSFET的體二極管， 是因為MOSFET的導通溝道已經(jīng)切斷。一些反向恢復電 流從N+源下流過。

影響反向恢復電流峰值的主要因素 有溫度、正向電流和di/dt。

圖22給出了反向恢復電流峰 值與正向電流等級的對應曲線。如圖22所示，大限度 抑制體二極管導通，可以降低反向恢復電流峰值。如果 di/dt增大，反向恢復電流峰值也增大。在LLC諧振變換器中，功率MOSFET體二極管的di/dt與另一互補功率開 關的開通速度有關。所以降低其開通速度也可以減小 di/dt。

5.2 擊穿

它是擊穿和靜態(tài)dv/dt的組合。功率器件同時承受雪崩電流和位移電流。如果開關過程非常快，在體二極管反向恢復過程中，漏源極電壓 可能超過大額定值。例如，在圖16中，漏源極電壓 大值超過了570V ，但器件為500V 額定電壓的 MOSFET。過高的電壓峰值使MOSFET進入擊穿模式， 位移電流通過P-N結。這就是雪崩擊穿的機理。另外， 過高的dv/dt會影響器件的失效點。dv/dt越大，建立起的位移電流就越大。位移電流疊加到雪崩電流后，器件受 到傷害，導致失效。基本上，導致失效的根本原因是大電流、高溫度引起的寄生BJT導通，但主要原因是體二極管反向恢復或擊穿。實踐中，這兩種失效模式隨機發(fā)生，有時同時發(fā)生。

位移電流是dv/dt造成的。這是正常的電路電流。

雪崩電流是指MOSFET被高電壓擊穿。

6.預防

在啟動、過載或短路狀況下，過流保護方法有多種：

增加開關頻率

變頻控制以及 PWM控制

采用分裂電容和鉗位二極管

為了實現(xiàn)這些方法，LLC諧振變換器需要增加額外的器件、改進控制電路或者重新進行散熱設計，這都增加了系統(tǒng)的成本。有一種更為簡單和高性價比的方法。由于體二極管在LLC諧振變換器中扮演了很重要的角色，它對失效機理至關重要，所以集中研究器件的體二極管特性是解決這個問題的好方法。越來越多的應用使用內(nèi)嵌二極管作為關鍵的系統(tǒng)元件，因此體二極管的許多優(yōu)勢得以實現(xiàn)。其中，金或鉑擴散和電子輻射是非常有效的 解決方法。這種方法可以控制載流子壽命，從而減少反 向恢復充電和反向恢復時間。隨著反向恢復充電的減 少，反向恢復電流峰值和觸發(fā)寄生BJT的可能性也隨之 降低。因此，在過流情況下，如過載或短路，這種帶有 改進的體二極管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更 好的保護。

6.1 實際調(diào)試遇到的問題及處理

實際調(diào)試時，遇到的最大的問題是短路，或者帶載短路。這個時候諧振電路的電流增量降不下來。同事用了幾個很巧妙的思路解決了這個過流的問題。不是上面提到的這些。宏觀特征，并且因為壓根就避免工作在Fr之內(nèi)，避開了那個開關管因為諧振電路跌入容性區(qū)間造成的MOS管失效問題。

但它肯定有代價。除了效率不高，還會有什么？