1000W電信電源：5G邊緣計算與小型基站的高效解決方案

前言

在5G技術蓬勃發展的今天，邊緣計算和小型基站的應用越來越廣泛。這些應用對電源的要求也越來越高，需要高效、緊湊、可靠的電源解決方案。英飛凌的REF_1KW_PSU_5G_GaN參考板正是為滿足這些需求而設計的，它采用了CoolGaN? 600 V和CoolMOS? 600 V CDF7等先進技術，為5G邊緣計算和小型基站提供了一款出色的1000W電信電源解決方案。

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1. 邊緣計算與電源需求

1.1 邊緣計算概述

邊緣計算是一種分布式開放平臺，它將計算、存儲和應用等網絡核心能力集成在一起，在靠近設備、終端或數據源的網絡邊緣提供智能服務。與傳統的云計算不同，邊緣計算直接在數據產生的設備或其附近對數據進行分析，無需每次都將數據傳輸到云端數據處理中心，從而實現了“實時”數據處理和更快的響應速度，非常適合支持物聯網（IoT）架構。

典型的邊緣計算架構包括終端、邊緣計算節點、網絡節點和云計算節點。終端層由各種物聯網設備組成，負責收集和報告原始數據；邊緣計算節點在網絡邊緣部署和分配計算與存儲能力，以響應基本服務；網絡節點將邊緣計算節點獲得的有用數據上傳到云計算節點進行分析和處理；云計算節點則永久存儲邊緣計算層報告的數據。

1.2 邊緣計算對電源的要求

邊緣計算通常通過高度可擴展和緊湊的微型數據中心來部署，其功率需求從“鞋盒式”的≤1kW到集裝箱式的高達500kW不等。在最近的信號塔安裝中，邊緣系統通常包括一個IP65防護等級的外殼，可以安裝在電信無線接入網（RAN）塔、建筑物或照明基礎設施上，類似于最新一代的5G戶外小型基站。

由于邊緣計算設備的廣泛部署，無論是在偏遠地區還是人口密集地區，對電源的要求都非常嚴格。首先，電源需要具有緊湊和輕薄的外形，以適應有限的空間。其次，效率必須高，因為無處不在的微型數據中心安裝意味著無論是在偏遠地區還是人口密集地區，電能成本都不低。此外，由于廣泛的安裝，微型數據中心的維護成本是運營商公司運營費用的重要組成部分。因此，大量使用對流冷卻可以減少維護需求（無需更換風扇和過濾器）。一般來說，即使在IP65防護等級的外殼內，戶外操作也對電源的環境條件有一定要求，電源需要在較寬的交流輸入電壓范圍（通常為85 - 305V AC）和環境溫度范圍（-40°C / +85°C）下運行。因此，散熱和熱管理是開關電源設計的關鍵方面。綜上所述，戶外邊緣服務器的電源必須滿足電信整流器的大多數典型要求，如符合Telcordia GR - 3108和GR - 487等標準。

2. REF_1KW_PSU_5G_GaN參考板介紹

2.1 設計概述

REF_1KW_PSU_5G_GaN參考板是英飛凌為滿足5G邊緣計算和小型基站的電源需求而設計的一款完整系統解決方案。該電源供應單元（PSU）由兩個轉換器組成：一個交錯式圖騰柱功率因數校正（PFC）轉換器和一個DC - DC隔離半橋（HB）LLC轉換器。前端轉換器采用交錯式圖騰柱拓撲，提供功率因數校正（PFC）和總諧波失真（THD）控制，以實現高效率；后端轉換器是一個DC - DC隔離半橋LLC轉換器，提供安全隔離和穩定的12V DC輸出電壓。

2.2 主要特點

• 緊湊設計：整體尺寸為150 mm x 80 mm x 27 mm，功率密度達到50 W/in3，非常適合空間受限的應用場景。
• 高效率：在230 V AC輸入時，從額定負載的45%以上效率達到96%以上；在115 V AC輸入時，從額定負載的35%以上效率達到95%以上，最高峰值效率分別為96.32%（230 V AC）和95.5%（115 V AC）。
• 無風扇設計：可以選擇將參考板安裝在散熱器上，通過對流冷卻，減少了維護需求。
• 全數字控制：采用英飛凌的XMC? MCU實現全數字控制，提高了系統的靈活性和可靠性。
• 高可靠性：在不同的異常條件下，如負載突變和啟動時的浪涌電流，都能保持穩定可靠的運行。此外，使用CoolMOS? S7 MOSFET替代繼電器，提高了系統的穩定性和壽命。

2.3 主要組件

REF_1KW_PSU_5G_GaN參考板使用了多種英飛凌的組件，包括：

• CoolGaN? 600 V：在PFC高頻功率晶體管中使用了IGT60R070D1，具有低導通電阻和快速開關速度的特點。
• CoolMOS? 600 V：在PFC線路整流MOSFET中使用了IPT60R022S7，在DC - DC初級側半橋中使用了IPT60R055CFD7，這些MOSFET具有低導通損耗和高耐壓能力。
• OptiMOS? 6 40 V：在DC - DC次級側橋中使用了BSC009N04LSSC，具有低導通電阻和良好的開關性能。
• EiceDRIVER? 系列：包括1EDF5673K、1EDN8550B、1EDB8275F、1EDN8511B、2EDS8265H和1EDN7511B等門驅動器，用于驅動不同的功率器件。
• XMC? MCU：XMC4200用于PFC控制實現，XMC4402用于DC - DC控制實現。
• ICE2QR2280G：用于偏置電源實現的開關控制器。

3. 系統描述

3.1 電路結構

REF_1KW_PSU_5G_GaN參考板的電源供應單元由前端的AC - DC無橋交錯式圖騰柱轉換器和后端的DC - DC隔離LLC轉換器組成。前端轉換器提供功率因數校正和總諧波失真控制，后端轉換器提供安全隔離和穩定的12V DC輸出電壓。

交錯式圖騰柱AC - DC轉換器的控制由基于英飛凌XMC4200 MCU的專用控制卡PCB實現，該控制卡包括PFC、THD、電壓調節、輸入過流保護（OCP）、過壓保護（OVP）、欠壓保護（UVP）和啟動控制等功能。為了提高功率密度，標準的浪涌電流繼電器被CoolMOS? S7 MOSFET取代，該MOSFET放置在直流母線電容PCB上。PFC在連續導通模式（CCM）下運行，開關頻率為65 kHz，大容量電容的設計滿足了滿載時10 ms的保持時間要求。

LLC轉換器的控制由基于英飛凌XMC4400 MCU的另一個專用控制卡PCB實現，該控制卡包括帶擴展消隱時間的開環/過載保護、兩級OCP（頻率偏移和鎖存關閉）、帶可調滯后的市電輸入UVP、高精度的可調最小開關頻率、內置數字和非線性軟啟動以及突發模式操作等功能。

3.2 器件布局

參考板的布局經過精心設計，以優化性能和散熱。AC連接器位于最左側，旁邊是單級EMI濾波器。濾波器上方，兩個PFC扼流圈戰略性地放置在PCB切口處，以便通過熱界面材料與金屬基板進行熱連接。LLC主變壓器也采用了類似的放置和熱管理技術，位于PSU板的中右側。

在板的中間，安裝了一個子卡，包含大容量電容器、NTC和靜態開關。這種緊湊的布置旨在優化空間利用，提高PSU的整體效率。最后，PSU兩級的主開關和所有驅動器都位于主PCB的頂層。此外，偏置電源電路和兩個控制器都在一個子卡中實現，確保所有關鍵組件都經過精心布局，以實現最佳性能并減少熱問題。

3.3 信號調理

在交錯式PFC中，采用了CCM平均電流模式控制和占空比前饋（DFF）。與傳統的PFC不同，在無橋圖騰柱PFC轉換器中，電感電流有正有負。此外，如果控制地位于大容量電壓的負軌上，測量電感電流時需要隔離或共模抑制。因此，霍爾效應傳感器是這種系統的一個很好的解決方案。

霍爾效應傳感器的輸出與模數轉換器（ADC）的輸入非常匹配，當使用相同的電壓供電時，可以測量正負電流，并且零電流時偏移到ADC范圍的一半。如果選擇具有適當帶寬的傳感器，還可以檢測高頻紋波，并且該信號可用于峰值電流限制。在帶寬較低的情況下，霍爾效應傳感器通常提供過流檢測信號，可用于相同目的。

由于控制參考位置的原因，大容量電壓檢測非常簡單，只需使用電阻分壓器即可。在交流電壓檢測方面，為了避免在交流過零期間沒有電流流入PFC時出現問題，同時檢測兩條線相對于地的電壓，然后將它們相加。由于總交流檢測信號是整流的，比較兩條線和中性線的檢測電壓可以得到極性信號。

3.4 效率分析

3.4.1 交錯式圖騰柱PFC效率

交錯式PFC轉換器在115 V和230 V AC RMS輸入下運行，開關頻率為65 kHz。圖8顯示了PFC的估計設計效率（藍色曲線）和實際測量效率（紅色曲線）在230 V AC輸入時的比較。數據表明，在滿載條件下兩者非常接近，但在輕載和中載條件下存在一些差異。盡管存在這些差異，估計結果仍然為PFC在整個負載范圍內的行為提供了有價值的見解。需要注意的是，PFC單元在接近1000 W的輸出功率時表現出高達99%的高峰值效率。

圖9展示了PFC在不同工作點下各種器件的損耗分布。條形圖顯示，大部分損耗集中在主PFC電感上。

3.4.2 LLC轉換器效率

LLC轉換器在400 V輸入和12 V輸出下，開關頻率范圍為90 kHz至135 kHz。諧振槽的值為132 nF的諧振電容和15 μH的諧振電感，等效諧振頻率為113 kHz。

圖20顯示了LLC的估計效率（橙色曲線）和實際測量效率（黃色曲線）的比較。數據表明，在中載時兩者非常接近，但在輕載和滿載條件下存在一些差異。盡管存在這些差異，該工具仍然為LLC轉換器在整個負載范圍內的行為提供了全面的理解。值得一提的是，LLC轉換器在額定負載的50%條件下表現出接近97.3%的高峰值效率。

3.5 磁元件設計

3.5.1 PFC磁元件

在雙升壓AC - DC轉換器的設計中，主要的損耗來源之一是主電感和EMI濾波器。PFC扼流圈的設計基于環形高性能磁粉芯，環形扼流圈具有較大的表面積，能夠在芯損耗和繞組損耗之間取得良好的平衡，實現均勻的熱分布，沒有熱點。因此，它們適用于追求最高功率密度的系統，可以實現非常小的扼流圈尺寸。選擇的芯材料CH270060GTE18是Chang Sung Corporation（CSC）的高磁通材料，具有出色的直流偏置和良好的芯損耗特性。芯的外徑為27 mm，高度為19 mm。繞組采用漆包AWG 18（直徑1.1 mm）銅線，大約覆蓋兩層。這種布置可以實現良好的銅填充系數，同時具有良好的交流特性，是高功率環形電感的首選填充形式。共有90匝，利用了允許的高直流偏置。最終的小信號偏置電感為1 mH，有效電感隨電流偏置由芯材料的B - H特性決定。

3.5.2 LLC磁元件

LLC串并聯諧振轉換器的諧振槽由兩個等效電感和一個等效電容組成。這種拓撲的一個優點是可以通過主變壓器的泄漏實現串聯諧振電感（Lr），通過主變壓器的磁化電感實現并聯諧振電感（Lm）。然而，完全集成的方法會限制設計并影響轉換器的性能。因此，在LLC中，串聯電感（Lr）被實現為分立組件，盡管Lr集成在主變壓器的同一磁結構中。

諧振電感（Lr）采用Ferroxcube的3C95 PQ38/8/25芯構建，而主變壓器由兩塊相同的芯和材料構建。Lr堆疊在主變壓器的頂部，并與初級側繞組同向纏繞。這樣，部分體積內的磁通被有效抵消，總芯損耗部分降低。

主變壓器的匝數比為16:1，初級繞組分布在四個PCB上，旨在最小化等效串聯電阻（ESR）并優化效率。在次級側，12個交錯的銅板以中心抽頭模式排列，具有兩個特定目的：適應高循環電流和最小化損耗，同時增強散熱。此外，Lr的繞組采用利茲線構建，由512股直徑為0.05 mm的線組成。

由于PSU的高度限制（27 mm），主電路板被切割以適應集成的Lr和主變壓器結構的高度（約25 mm）。這種切割同時有助于熱管理，通過熱界面使磁芯與鋁板直接熱連接。

3.6 驅動電路

3.6.1 交錯式圖騰柱PFC中CoolGaN?和CoolMOS?的驅動

為了確保PFC轉換器的正常運行，驅動級起著關鍵作用。根據CoolGaN?器件的推薦驅動電壓，采用了8 V/0 V的單極性驅動電壓。偏置電源最初由12 V輸出反激式轉換器通過1EDB8511B門驅動器作為振蕩器和變壓器創建隔離，轉換為8 V。

由于氮化鎵（GaN）MOSFET需要穩態“導通”電流和負“關斷”電壓，不能像傳統MOSFET那樣驅動。因此，選擇了圖12所示的解決方案，將1EDF5673K門驅動器和無源RC電路相結合，在穩態“導通”狀態下提供一定量的電流，并在關斷時提供負電壓，以確保CoolGaN?的正確開關。這種方法既簡單又經濟高效，是一種優秀的實現方案。

圖13展示了1EDF5673K門驅動器的開關序列。示波器圖像顯示了應用于高端MOSFET的Vgs的序列。在不同的時間段內，驅動器對高端和低端MOSFET進行不同的操作，以確保正確的開關和減少損耗。

對于CoolMOS? MOSFET的驅動，采用了混合驅動方法，即隔離的高端開關和非隔離的低端開關。此外，對于四個以50 Hz開關的CoolMOS? MOSFET同步整流腿，采用了自舉方法以降低成本。在這種情況下，需要適當的電容尺寸來確保放電并避免觸發驅動器的UVLO閾值。

3.6.2 LLC轉換器中CoolMOS?的驅動

LLC轉換器的初級側采用了兩個TOLL封裝的CoolMOS? 55 mΩ器件（CoolMOS? IPT60R055CFD7）。由于XMC4400 MCU的地與LLC轉換器的次級側相關，為了控制LLC半橋并確保初級和次級側之間的隔離，使用了EiceDRIVER? 2EDB8265H驅動器，如圖25所示。

3.7 穩態運行實驗結果

3.7.1 交錯式PFC穩態運行

圖15和圖16分別顯示了PFC在115 V AC和230 V AC、50 Hz、標稱負載條件下的主要穩態波形。這些波形展示了交錯式圖騰柱PFC在穩態條件下的行為，包括交流輸入電壓、輸入電流、兩個PFC扼流圈中的電感電流以及大容量電壓等。圖17顯示了交錯式PFC對交流輸入電流的好處，通過交錯操作可以減少輸入電流的紋波。

圖18顯示了交錯式PFC在低線和高線條件下的效率結果。在接近1000 W的輸出功率時，效率峰值達到98.86%；在115 V AC時，效率在約500 W時達到峰值98.01%。

3.7.2 LLC轉換器穩態運行

圖26和圖27分別顯示了LLC轉換器在50%和100%負載條件下的初級側穩態波形，包括諧振電流波形、半橋低端MOSFET的漏源電壓以及半橋MOSFET的柵源電壓。這些波形直觀地展示了LLC在不同負載條件下的穩態運行行為。

圖28和圖29從次級側的角度展示了LLC轉換器在100%和50%負載下的穩態性能。可以看出，同步次級MOSFET的漏源電壓的最大峰值始終低于27 V。

圖30顯示了LLC轉換器在400 V輸入電壓下的效率測量結果。在接近600 W的輸出功率時，LLC效率達到了近97.35%的出色峰值。

4. 完整電源供應單元性能

4.1 效率

完整電源供應單元的效率在滿載條件下運行60分鐘后進行測量。圖31顯示了115 V和230 V AC RMS輸入、12 V DC輸出時的效率結果以及效率目標。在高線輸入電壓下，REF_1KW_PSU_5G_GaN參考板在230 V AC、